導(dǎo)語：如何才能寫好一篇濾波器設(shè)計(jì)論文，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

在電路中電容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗隨著頻率f的增大而減小。因此濾波器電路中一個恰當(dāng)?shù)慕拥仉娙軨，可使交流信號中的高頻成分通過電容落地，而低頻成分可以幾乎無損失通過，故將小電容接地等同于設(shè)計(jì)一階低通濾波器。在濾波器電路中，多處電容接地設(shè)計(jì)等同于多個低通濾波器與原電路組成低通濾波器網(wǎng)絡(luò)，在提高截止頻率附近幅頻特性的同時會較好抑制高頻干擾，因而接地優(yōu)化在理論上是可行的。

2濾波器設(shè)計(jì)仿真

根據(jù)實(shí)踐需要，設(shè)計(jì)滿足上級輸出電路阻抗為100Ω、下級輸入電路阻抗為50Ω、截止頻率為5MHz的5階巴特沃斯低通濾波器。普通差分濾波器由于其極點(diǎn)與單端濾波器極點(diǎn)相同，故具有相同的傳遞函數(shù)，因而依據(jù)單端濾波器配置的差分結(jié)構(gòu)濾波器能夠滿足指標(biāo)要求。在差分結(jié)構(gòu)形式上進(jìn)行接地優(yōu)化后，由于接地電容具有低通濾波功能，不同電容值C會導(dǎo)致不同頻段幅頻響應(yīng)迅速衰減。圖2～圖5分別為普通差分濾波器與多處接地差分濾波器的配置電路與幅頻特性曲線。由仿真結(jié)果可得，截止頻率為5MHz的多處接地差分濾波器幅頻響應(yīng)在9MHz內(nèi)迅速衰減至-50dB，而后在10MHz處上升為-30dB；而普通濾波器幅頻特性在9MHz處為-20dB，在10MHz處為-22dB。因此，接地優(yōu)化濾波器幅頻特性曲線總于普通差分濾波器幅頻特性曲線形成的包絡(luò)內(nèi)，故多處接地達(dá)到了過渡帶變窄與抑制高頻的效果，因而接地優(yōu)化電路設(shè)計(jì)通過仿真是可行的。

3實(shí)物驗(yàn)證與分析

由于實(shí)際電路與理想條件有一定差異，可能導(dǎo)致實(shí)際效果與仿真結(jié)果不符，為驗(yàn)證接地優(yōu)化差分濾波器，在實(shí)際電路中能夠提高截止頻率附近幅頻特性與抑制高頻干擾的能力，將上一節(jié)仿真通過的普通差分濾波器與接地差分濾波器制作成PCB電路，通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試其頻率特性，結(jié)果如圖6～圖9所示。由圖可得，多處接地差分濾波器電路中，由于接地電容相當(dāng)于一階低通濾波器，所以由接地電容與普通差分濾波器組成低通濾波網(wǎng)絡(luò)能夠大幅提高濾波器截止頻率附近幅頻特性。同時，由于容抗Zc=1/2πfC隨f增大而減小，在高頻時幾乎為零，高頻信號可以通過電容落地，故其在高頻抑制能力上大大優(yōu)于普通濾波器。因而接地優(yōu)化在實(shí)際電路應(yīng)用中是真實(shí)有效的，可以應(yīng)用于抑制高頻信號的低通濾波器中。

4結(jié)論

篇2

關(guān)鍵詞:濾波器;SIR;電路模型

中圖分類號:TN713文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A文章編號:16723198(2009)21028302

1 引言

隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展,研制小型化高性能的微波濾波器成為一種必然趨勢。其中SIR(階梯阻抗諧振器)濾波器是一種比較獨(dú)特的平行耦合帶通濾波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR濾波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特點(diǎn)外,通過控制耦合線段和非耦合線段,可以控制寄生通帶的位置,從而解決了諧波抑制的問題,在L波段和S波段得到了廣泛的應(yīng)用。

2 設(shè)計(jì)原理

一般的設(shè)計(jì)諧振器級聯(lián)構(gòu)成的濾波器過程是,首先根據(jù)給定的濾波器指標(biāo)(如中心頻率f0,相對帶寬FBW,插入損耗和帶外抑制等),通過低通原型獲得濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)(級數(shù)n和低通元件值gj),然后基于選用的諧振器形式計(jì)算濾波器的電參數(shù)和結(jié)構(gòu)參數(shù)。

對于如圖1所示的三階半波長SIR濾波器,其設(shè)計(jì)的電參數(shù)和結(jié)構(gòu)參數(shù)一般基于以下的設(shè)計(jì)過程。

首先根據(jù)中心頻率確定單個SIR諧振器的結(jié)構(gòu)參數(shù),如圖2所示。其中Wc和Wt的選擇將決定濾波器的寄生通帶位置,而Sc、Lc和Lt長度的選擇將決定濾波器的中心頻率位置。然后根據(jù)級間耦合系數(shù)確定縫隙大小,如圖3所示。其中S的大小將決定濾波器的相對帶寬。再根據(jù)外部品質(zhì)因素確定抽頭的位置,如圖4所示。而G的大小將決定濾波器的輸入輸出駐波情況。

以上的過程可以通過解析法利用其等效模型進(jìn)行計(jì)算,或者通過電磁場仿真軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)。一般而言通過等效模型可以計(jì)算出初始值,然后通過仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化,實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合的較好,但是通過這樣的設(shè)計(jì)過程,仿真的時間往往過長。為了提升設(shè)計(jì)效率,這里類似設(shè)計(jì)平行耦合濾波器的常規(guī)方式,首先找尋出SIR濾波器的電路模型,然后通過電路模型進(jìn)行仿真和設(shè)計(jì),以加快設(shè)計(jì)時間。

3 電路模型的提出

毛睿杰等人提出了單個SIR諧振器的電路模型,如圖5。其描述出了該諧振器電路中的內(nèi)部耦合特性。

在此基礎(chǔ)上,本文提出圖1所示的三階半波長SIR濾波器的電路模型為如圖6所示。

該模型中,將諧振單元的耦合特性和諧振單元間的耦合特性均進(jìn)行了描述,圖中給出了每段微帶線的電長度。

利用CAD仿真軟件Ansoft Designer進(jìn)行電路模型的建模,最后的電路模型如圖7所示。

模型中,利用一段電長度為qc的六級平行耦合線來表征諧振器的內(nèi)部耦合和級間耦合的一部分,而級間耦合的另一段由一段平行耦合線來表示。同時模型中,考慮到微帶切角和寬度變換對計(jì)算精度的影響,而引入了微帶彎角和T型接頭。到此便完成了三階半波長SIR濾波器電路模型的建立。

4 電路模型的驗(yàn)證

利用該電路模型,我們設(shè)計(jì)了一個中心頻率1.6GHz的帶通濾波器來進(jìn)行驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。

基片的選擇為Duroid5880,εr=9.5,整個設(shè)計(jì)的過程如下:首先選擇寄生同帶的位置為2.5倍中心頻率附近,確定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因?yàn)樾枰O(shè)計(jì)的中心頻率為1.6GHz,選擇Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通過調(diào)整Lc的長度來使濾波器的中心頻率達(dá)到設(shè)計(jì)的要求;該濾波器的相對帶寬沒有要求,選擇S=0.2mm;最后調(diào)整G的大小使得濾波器的駐波達(dá)到一定要求。因此濾波器設(shè)計(jì)中所需要調(diào)整的參數(shù)主要有兩個:決定濾波器中心頻率的Lc,和決定濾波器駐波的G。

利用圖7的電路模型,可以計(jì)算出Lc的長度與中心頻率的關(guān)系如圖8。

可見當(dāng)Lc長度在6.45mm附近時,中心頻率為1.6GHz。此時取Lc=6.45mm,根據(jù)經(jīng)驗(yàn)估計(jì)G的取值范圍介于1-3mm之間,圖9給出了G分別取1、2、3mm時的仿真結(jié)果。

從圖9可以看出G的大小的選擇需要從對濾波器S11/S22參數(shù)中選擇出較為理想的值的確定,這里選擇G=1.8。

根據(jù)以上的參數(shù)選擇,設(shè)計(jì)出濾波器進(jìn)行比較,其比較結(jié)果如圖10和圖11所示。

從圖10和圖11的比較結(jié)果可以看出,濾波器的帶內(nèi)插損、駐波情況和寄生同帶位置的仿真結(jié)果和實(shí)測結(jié)果吻合得較好。而實(shí)測濾波器的中心頻率比仿真結(jié)果偏高約30MHz;實(shí)測的濾波器帶寬約100MHz,而仿真的設(shè)計(jì)帶寬為130MHz;并且實(shí)測的濾波器在低頻邊帶內(nèi)有一個諧振點(diǎn)使得濾波器的低邊帶帶外抑制較高,實(shí)測的濾波器在高頻邊帶的抑制度較仿真結(jié)果略低一些。

5 結(jié)論

本文從耦合諧振器構(gòu)成的帶通濾波器設(shè)計(jì)過程出發(fā),分析了三階半波長SIR濾波器的電路模型,并對該電路模型進(jìn)行建模和仿真,最后以一個L波段微帶SIR濾波器為例,對其設(shè)計(jì)過程進(jìn)行了詳細(xì)的研究,比較了電路模型仿真結(jié)果和實(shí)測結(jié)果的區(qū)別。測試結(jié)果表明利用SIR濾波器電路模型仿真濾波器這種設(shè)計(jì)方法具有較高的準(zhǔn)確性。

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篇3

【關(guān)鍵詞】光伏并網(wǎng)逆變器；LCL濾波器；參數(shù)設(shè)計(jì)

一、引言

隨著光伏太陽能電池板的工藝不斷進(jìn)步，太陽能并網(wǎng)發(fā)電逐漸成為熱點(diǎn)。大功率光伏并網(wǎng)逆變技術(shù)是太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域最核心技術(shù)之一。而逆變器側(cè)的濾波器參數(shù)選擇是關(guān)系著其并網(wǎng)的性能優(yōu)劣的關(guān)鍵點(diǎn)之一。因此，設(shè)計(jì)參數(shù)合適的濾波電路及確定合適的濾波電路參數(shù)非常重要。

二、L及LCL濾波器效果對比

并網(wǎng)逆變器濾波結(jié)構(gòu)主要有L型及LCL型。

L型濾波器是一階的，電流諧波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型濾波器是三階的，在諧振頻率之前，和L一樣，電流諧波幅值以-20dB/dec下降，諧振頻率之后，電流諧波幅值以-60dB/dec下降。隨著頻率的增加，在高頻階段LCL能有效抑制諧波成分。同時可以看到，如果想達(dá)到相同的濾波效果，LCL型濾波器總電感量是L型濾波器總電感量的1/3，極大的減小了濾波器的體積，節(jié)省了材料及成本。

三、500kW大功率光伏并網(wǎng)逆變器的LCL濾波電路參數(shù)設(shè)計(jì)

1.總電感的約束條件

LCL濾波電路中，電容支路開路，總電感大小為L=L1+Lg，根據(jù)基爾霍夫電壓定理有：

根據(jù)圖1，可以看出，A點(diǎn)表示逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓同向，逆變器向電網(wǎng)傳輸有功功率，功率因素為1。

根據(jù)圖1，由余弦定理得出：

2.諧振點(diǎn)的約束條件

LCL濾波電路發(fā)生諧振時，該次并網(wǎng)諧波諧波電流會顯著增加。根據(jù)諧振公式，可以知道并網(wǎng)電流發(fā)生諧振點(diǎn)頻率為：

（3-4）

在大功率光伏并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)中，一般采用SVPWM調(diào)制方式。該調(diào)制方式使得諧波電流在開關(guān)頻率及開關(guān)頻率倍數(shù)附近含量很大。所以，諧振頻率應(yīng)避開開關(guān)頻率倍數(shù)處。工程中，一般將諧振點(diǎn)取在10倍基波頻率和一半開關(guān)頻率的范圍之間，即：

（3-5）

3.逆變器側(cè)電感L1的計(jì)算

在SVPWM調(diào)制情況下，設(shè)定電感電流紋波在每一個載波周期內(nèi)不能超過峰值電流的20%，有：

其中，Ts為載波周期，為紋波電流，。

4.并網(wǎng)側(cè)電感Lg的計(jì)算

工程上，一般將逆變器側(cè)電感值的1/6到1/4作為并網(wǎng)側(cè)電感值，即Lg=（1/6～1/4）。

5.電容C的計(jì)算

電容導(dǎo)致的無功功率必須小于逆變器總?cè)萘康?%，本次計(jì)算中選取逆變器額定容量的2%作為無功功率。

6.計(jì)算電容側(cè)電阻值Rd

為了使大功率并網(wǎng)逆變器有更好的穩(wěn)定性，采用控制方法較簡單的無源電阻法來并網(wǎng)。它將LCL濾波器電容側(cè)串聯(lián)入電阻Rd，減小諧振點(diǎn)的諧波電流。Rd的引入導(dǎo)致系統(tǒng)損耗增加。

分析式（3-11），可以看到，功率損耗隨電阻的增大，先增大后減小，當(dāng)時，功率損耗出現(xiàn)的極大值。因此無源電阻取值應(yīng)該避免這些點(diǎn)。

考慮到諧波電流主要分布在開關(guān)頻率及其倍數(shù)附近，即：

時，逆變器有較大損耗。

綜合考慮：

此時，無源電阻功率損耗不大。所以，基于500kW的光伏并網(wǎng)逆變器LCL濾波電路選取的參數(shù)如表1所示：

7.驗(yàn)算諧振點(diǎn)

將計(jì)算好的各值帶入式（3-5），檢驗(yàn)電流諧振點(diǎn)，則fres=1493Hz。滿足系統(tǒng)要求。

四、仿真驗(yàn)證

采用Matlab/Simulink搭建仿真模塊，控制算法用S函數(shù)編寫而成。

光伏電池板直流電壓源采用Boost電路，通過電流閉環(huán)控制功率大小，模擬光伏電池板在不同光照下工作。并網(wǎng)逆變器采用SVPWM7段式調(diào)制策略，實(shí)現(xiàn)單位功率因素的并網(wǎng)運(yùn)行。

研究發(fā)現(xiàn)，為了實(shí)現(xiàn)逆變器單位功率因素并網(wǎng)運(yùn)行，取逆變器側(cè)的電流反饋，此時需要給Q軸給定電流做移相補(bǔ)償，補(bǔ)償?shù)臒o功電流為：

Boost電路中，直流側(cè)電壓500V，電感L=10mH，開關(guān)頻率2.5kHz，支撐電容10mF。三相并網(wǎng)逆變器LCL濾波器參數(shù)如表1所示，并網(wǎng)線電壓270V。

五、結(jié)論

仿真結(jié)果如圖2～圖5所示，可以看到額定功率運(yùn)行時，并網(wǎng)電流的諧波為1.38%。當(dāng)輕載運(yùn)行時，因?yàn)檎{(diào)制度降低，SVPWM調(diào)制諧波電壓含量增加，并網(wǎng)電流總諧波含量為9.29%。

對于輸出功率隨光照強(qiáng)度變化的光伏太陽能逆變器，仿真證明此LCL濾波器能達(dá)到很好濾波效果。證明了LCL濾波器設(shè)計(jì)的正確性。

參考文獻(xiàn)

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作者簡介：

篇4

【關(guān)鍵詞】高分辨譜估計(jì)；APES算法；艦船目標(biāo)檢測；循環(huán)對消

影響艦船目標(biāo)檢測的主要因素是海雜波，由于艦船目標(biāo)速度較慢，目標(biāo)多普勒譜會有大部分落入高頻海洋二階及高階回波的多普勒譜中，嚴(yán)重影響了目標(biāo)的信雜比。對于短的時間序列，傳統(tǒng)的傅里葉變換頻率分辨力太差，速度較慢的艦船目標(biāo)會被強(qiáng)大海雜波淹沒。

要解決這個問題，可以從兩個思路方面來考慮：一個是采用性能更好的雜波抑制算法，盡可能的抑制遮蔽目標(biāo)的雜波而不損害目標(biāo)會波分量；另一個是盡量提高多普勒譜的頻域分辨率，使雜波譜盡量窄一些，那樣目標(biāo)也相對容易顯現(xiàn)。本文提出一種利用高分辨譜估計(jì)方法獲得目標(biāo)回波多普勒譜然后進(jìn)行循環(huán)對消的目標(biāo)檢測方法，該方法既能提高譜的分辨率，又能更好的得到雜波信息，有利于雜波的抑制。

一、高分辨譜估計(jì)方法

高分辨譜估計(jì)方法可以得到較高頻域分辨率的多普勒譜，能夠更容易地在頻域把艦船目標(biāo)和背景干擾分開。常用的高分辨譜估計(jì)方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon譜估計(jì)方法對頻率的估值較準(zhǔn)確，而APES譜估計(jì)算法對幅度估計(jì)較準(zhǔn)確的特點(diǎn)，將Capon方法與APES算法相結(jié)合，構(gòu)成CAPES算法。下面對APES幅度相位估計(jì)方法和Capon譜估計(jì)方法進(jìn)行介紹。

（一）Capon譜估計(jì)方法

Capon譜估計(jì)的原理是設(shè)計(jì)一種FIR數(shù)字濾波器，使它在保證濾波器輸入的某個頻率成分完全通過的前提下，使濾波器輸出功率最小。如果讓角頻率為的復(fù)正弦信號無失真地通過濾波器，則將濾波器的輸出功率作為對輸入信號在該頻率上的功率譜估計(jì)。

設(shè)計(jì)一個m階有限長脈沖響應(yīng)濾波器，將其濾波器系數(shù)表示為：

其中m是一個未確定的正整數(shù)。假設(shè)輸入信號為N點(diǎn)序列，則濾波器在時刻n的輸出為：

（二）APES幅度相位估計(jì)方法

APES算法是一種正弦信號的幅度相位估計(jì)方法[1]，與傳統(tǒng)傅里葉變換方法相比，APES方法獲得的多普勒譜頻域分辨率高、旁瓣較低，能更準(zhǔn)確地估計(jì)信號的幅度和相位。

APES方法可以描述為[2]：

根據(jù)最小二乘（LS）的思想，對于一個角頻率，考慮濾波器系數(shù)使濾波器輸出盡可能接近角頻率為、幅度為的單頻信號，表示復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，假設(shè)表述如下：

由上文對APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法對信號功率譜的幅度估計(jì)更為精確，而Capon方法對功率譜的頻率估計(jì)更為準(zhǔn)確，因此我們將Capon方法與APES算法結(jié)合起來，先用Capon方法估計(jì)信號的功率譜，獲得功率譜峰值對應(yīng)的頻率，再用APES算法估計(jì)頻率處的幅度，這種CAPES算法能夠獲得信號更精確的功率譜。

二、基于高分辨譜估計(jì)的海雜波循環(huán)對消算法

海雜波對消算法是利用各種信號幅度頻率估計(jì)方法得到海雜波的峰值及峰值對應(yīng)的頻率、相位，得到海雜波峰值處對應(yīng)的單頻信號，然后從原信號中將該單頻信號減去。本文用高分辨譜估計(jì)方法代替?zhèn)鹘y(tǒng)的FFT譜估計(jì)方法，提出基于高分辨譜估計(jì)的海雜波循環(huán)對消算法。

在短的相干積累時間條件下，海雜波的時變性可以不予考慮，可以用兩個諧波分量來模擬海雜波，通過對這兩個諧波分量幅度、頻率和初始相位的估計(jì)，在時域擬合出這兩個諧波分量，再從初始信號中減去這兩個分量，就能達(dá)到雜波抑制的目的。該算法的核心在于如何精確地估計(jì)諧波分量的頻率、幅度和初始相位。因?yàn)楹ｋs波的能量往往遠(yuǎn)高于艦船目標(biāo)回波的能量，所以可以估計(jì)初始信號中能量最大的諧波分量并將其看作海雜波分量減去，這種經(jīng)過估計(jì)參數(shù)、擬合單頻信號并從原始信號中將其減去的過程要經(jīng)過多次循環(huán)重復(fù)才能較好地抑制海雜波從而讓目標(biāo)凸現(xiàn)出來。

基于高分辨譜估計(jì)的循環(huán)對消算法的具體步驟如下：

1.對于一定長度的雷達(dá)回波信號，用Capon方法得到其多普勒譜；

2.從頻譜里面提取出最大譜峰對應(yīng)的頻率；

3.用APES算法估計(jì)頻率處對應(yīng)的幅度；

4.用公式估算出該譜峰處對應(yīng)的初始相位；

5.根據(jù)估計(jì)得到的頻率，幅度以及相位，重構(gòu)出復(fù)正弦信號；

6.用原始雷達(dá)回波信號得到新的信號；

7.用CAPES算法估計(jì)新序列的多普勒譜，檢查艦船目標(biāo)是否凸顯，如果未凸顯，則繼續(xù)從步驟1開始迭代，直到艦船目標(biāo)出現(xiàn)為止。

采用步驟4中的公式估算譜峰對應(yīng)的初始相位可以使得對一階Bragg峰的擬合誤差最小。

本文提出算法的主要特點(diǎn)是頻域分辨率高、對消效果明顯，一般通過2～3次迭代就能達(dá)到較好的雜波抑制效果[8]。與傳統(tǒng)的通過傅里葉譜估計(jì)方法獲得多普勒譜的對消算法相比，該算法解決了在短相干積累時間條件下頻域分辨率不高、海雜波難以消除的問題。

三、實(shí)驗(yàn)分析

下面我們用仿真信號來驗(yàn)證本文提出的循環(huán)對消算法的有效性。

，為海雜波信號，為艦船目標(biāo)信號，為零均值、方差為1的高斯白噪聲，同取128點(diǎn)數(shù)據(jù)（以保證相同的相干積累時間）進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖1所示經(jīng)過兩次對消后，雜波被對消掉，目標(biāo)顯現(xiàn)，從而說明本文提出的目標(biāo)檢測算法是有效的。

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作者簡介：

篇5

關(guān)鍵詞：系統(tǒng)；串?dāng)_；失真；傳輸特性

中圖分類號：TP391文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A文章編號：1009-3044(2012)04-0880-05

Research and Simulation Design on Zero Intersymbol Interference Based on MATLAB

LI Li

(School of Mechanical and Electrical Engineering, Guangzhou University, Guangzhou 510006, China)

Abstract: In the digital baseband transmission system,ISI(Intersymbol Interference) is the one of the main factors of impact of base-band transmission system performance. Therefore, how to eliminate it and how to make the system depress error rate in the digital baseband transmission system are the solving question. The hardware experimental system is not ideal. In this thesis, using MATLAB software to en? able simulation of baseband transmission systems, and by the graphics obtained by MATlAB analyse of zero ISI transmission characteristics of the system.

Key words: system; interference; distortion; transmission characteristics

無碼間串?dāng)_系統(tǒng)在基帶傳輸系統(tǒng)中起到非常重要的意義。在數(shù)字基帶系統(tǒng)中如何使系統(tǒng)的誤碼率達(dá)到規(guī)定的要求在硬件實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中來實(shí)現(xiàn)并不理想。本論文研究的方法是借助MATLAB軟件實(shí)現(xiàn)碼間串?dāng)_消除方案的動態(tài)仿真，驗(yàn)證影響通信質(zhì)量的因素，并在此基礎(chǔ)上，通過對理想低通濾波和升余弦滾降系統(tǒng)的傳輸特性的對比研究，深入分析無碼間串?dāng)_基帶傳輸系統(tǒng)傳輸函數(shù)的性能。

1系統(tǒng)分析

1.1基帶傳輸系統(tǒng)模型

現(xiàn)在討論數(shù)字基帶信號通過基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸性能?；鶐鬏斚到y(tǒng)的模型如圖1。[1]圖1基帶傳輸系統(tǒng)的模型

1.2碼間串?dāng)_的產(chǎn)生

造成判決錯誤的主要原因是噪聲和由于傳輸特性不良而引起的碼間串?dāng)_[1]?；鶐}沖序列通過系統(tǒng)時，系統(tǒng)的濾波器作用是使脈沖展寬，他們重疊到鄰近時隙去。當(dāng)接收端以抽樣時刻來測定的信號幅度為依據(jù)進(jìn)行判決，從而導(dǎo)出原脈沖的消息。假如重疊到鄰接時隙內(nèi)的信號太強(qiáng)，可能發(fā)生錯誤判決?，F(xiàn)實(shí)中可能出現(xiàn)好幾個鄰近脈沖的拖尾疊加。這種脈沖重疊在接收端造成判決困難的現(xiàn)象稱作碼間串?dāng)_。

因此可以看出，傳輸基帶信號受到約束的主要影響因素是系統(tǒng)的頻率特性。當(dāng)然有意地加寬傳輸頻帶使這種干擾減小到任意程度。但是這就會不必要地浪費(fèi)了帶寬。如果展寬得太多還會使過大的噪音引入系統(tǒng)中來。

1.3碼間串?dāng)_的解決方法

通過設(shè)計(jì)信號的波形，并設(shè)計(jì)所采用的傳輸濾波器，使得在最小傳輸帶寬的條件下大大減小或者消除這種干擾。因而可見，研 究基帶的傳輸特性H（w）對碼間串?dāng)_的影響有很大的意義。

雖然理想低通濾波器特性能達(dá)到基帶傳輸系統(tǒng)的極限性能，不過這種特性在實(shí)際中是無法實(shí)現(xiàn)的。即使可以獲得相當(dāng)逼近的理想特性，但由于理想低通濾波器的沖激響應(yīng)是Sa（x）型，衰減比較慢，拖尾又很長，所以要求抽樣點(diǎn)定時必須精確同步，否則當(dāng)信號速率.截止頻率或抽樣時刻稍有偏差就會產(chǎn)生碼間串?dāng)_。因此，需要進(jìn)一步研究對實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)提出怎樣的要求才能使數(shù)字信號波形的拖尾收斂得比較快，而且相鄰碼元間要保證沒有碼間串?dāng)_。

奈奎斯特曾經(jīng)對這個問題進(jìn)行了研究，并且導(dǎo)出了無碼間串?dāng)_必須滿足的條件。奈奎斯特的結(jié)果稱作頻譜形式的殘留對稱定理。根據(jù)這個定理，只要信號頻譜Y（w）是實(shí)數(shù)時，而且對w=+Wc或-Wc點(diǎn)存在奇對稱性，它便可具有任意形狀，都可以獲得具有所需求零點(diǎn)分布的脈沖信號。這種設(shè)計(jì)也可看成是理想低通特性按奇對稱條件進(jìn)行“圓滑”的結(jié)果，上述的“圓滑”，通常被稱為“滾降”。圖2為對稱特性圖。[1]

圖2頻譜對稱特性圖

1.4滾降因子[1]

符合上述對稱特性條件的H（w）有很多，實(shí)際中具有余弦滾降特性的傳輸特性用得最多。圖3為余弦滾降特性及其相應(yīng)的波形。圖中a為帶寬展寬W1與奈奎斯特帶寬Wc，即是a=W1/Wc，稱之為滾降因子。Y(t)衰減快慢與滾降因子a有關(guān)。A越大，衰減越快，傳輸可靠性就越高，但是所需頻帶也越寬，單位帶寬可傳輸?shù)男盘査俾示圃降停搭l帶利用率降低）。因此，傳輸可靠性的提高是用增加傳輸帶寬或降低傳輸速率換來的。現(xiàn)實(shí)中，根據(jù)具體要求選取適當(dāng)?shù)腶值。通常稱a=0.3為30%滾降特性。此時變?yōu)樯嘞姨匦浴?/p>

2系統(tǒng)設(shè)計(jì)

根據(jù)消除碼間串?dāng)_的方法，對圖1的基帶傳輸模型圖采用軟件的方法來仿真實(shí)現(xiàn)。

2.1用MATLAB產(chǎn)生雙極性NRZ數(shù)字基帶波形

雙極性非歸零碼是用正電平和負(fù)電平分別表示的二進(jìn)制碼0和1的碼型，它同雙極性歸零碼類似，但雙極性非歸零碼的波形從統(tǒng)計(jì)平均來看，該碼型信號在0和1的數(shù)目各占一半時無直流分量，并且接收時判決電平為0，容易設(shè)置并且穩(wěn)定，因此抗干擾能力強(qiáng)[2]。此外，可以在電纜等無接地的傳輸線上傳輸，所以雙極性非歸零碼應(yīng)用極廣。

2.2程序解析

N_sample=17; N_data=1000;

gt = ones(1,N_sample); %數(shù)字基帶波形

d=sign(randn(1,N_data));%輸入數(shù)字序列

D=length(d);%測d的長度

dd=zeros(N_sample,D);

dd(1,:)=d;

dd=reshape(dd,1,N_sample*D)；

Dt=conv(dd,gt);

figure(1)

subplot(211)

plot(t1,Dt(1:length(t1)));

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’輸入雙極性NRZ波形’);

subplot(212)

stem(t1,dd);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’輸入數(shù)字序列’);

圖4雙極性NRZ碼

2.3用MATLBA仿真理想濾波器[4]

用MATLAB仿真理想濾波器的目的是通過理想濾波器對比設(shè)計(jì)的滾降余弦濾波器。

Dt=conv(dd,gt);%雙極性NRZ碼

ht1=5*sinc(5*(t1-5)/Ts);%理想濾波器

rt2=conv(Dt,ht1);%濾波后的波形

figure(4)

subplot(211)

plot(t1-5,[0 rt2(1:length(t1)-1)]/16);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’理想低通濾波后輸出’);

subplot(212)

aa=rt2(N_sample-1:N_sample:end);

C=length(aa);

aaa=zeros(N_sample,C);

aaa(1,:)=aa;

aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);

stem(t1-5,aaa(1:length(t1))/16);

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’理想低通濾波后抽樣輸出’);

圖5理想濾波器輸出的波形

2.4用MATLAB仿真升余弦滾降系統(tǒng)[3]

st=conv(dd,ht);

tt=-3*Ts:dt:(N_data+3)*N_sample*dt-dt;

figure(5)

subplot(211)

plot(tt+1,[0 st(1:length(tt)-1)]);

axis([0 20 -1.2 1.2]);xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滾降系統(tǒng)濾波后輸出’);

subplot(212)

aa=st(N_sample-1:N_sample:end);

C=length(aa);

aaa=zeros(N_sample,C);

aaa(1,:)=aa;

aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);

stem(tt+1,aaa(1:length(tt)));

axis([0 20 -1.5 1.5]);

ylabel(’升余弦滾降系統(tǒng)濾波后輸出’);

2.5用MATLAB畫出眼圖

figure(3)

subplot(211)

ss=zeros(1,eye_num*N_sample);

ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;

for k = 3:50

ss = st(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);

drawnow;

plot(ttt,ss);hold on;

end

xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滾降系統(tǒng)濾波后輸出眼圖’);

subplot(212)

ss=zeros(1,eye_num*N_sample);

ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;

for k = 3:50

ss = rt2(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);

drawnow;

plot(ttt,ss);hold on;

end

xlabel(’t/Ts’);ylabel(’理想低通濾波后輸出眼圖’);

圖7眼圖

從眼圖中可以看出，經(jīng)理想濾波器濾波后的眼圖的眼比升余弦的眼圖要大。雖然升余弦的眼圖線因?yàn)樵胍粲悬c(diǎn)模糊，但已經(jīng)無碼間串?dāng)_。

2.6兩個系統(tǒng)的對比

3結(jié)束語

升余弦滾降系統(tǒng)和理想濾波器系統(tǒng)一樣，可以使雙極性NRZ碼在噪聲影響下恢復(fù)出原信號，做到無碼間串?dāng)_。升余弦滾降系統(tǒng)和理想濾波系統(tǒng)相比較，可以看出，升余弦滾降系統(tǒng)滾降沒理想濾波器的降幅大，拖尾比它長。而且數(shù)值會比理想濾波器的幅度小，表明其消耗比理想濾波器大。但升余弦滾降系統(tǒng)滿足了無碼間串?dāng)_系統(tǒng)的要求，而且出來的波形比較圓滑，拖尾比較短，恢復(fù)原信號正確。通過對無碼間串?dāng)_傳輸特性的動態(tài)仿真分析及研究，使其對實(shí)際系統(tǒng)的設(shè)計(jì)具有很強(qiáng)的指導(dǎo)作用。

參考文獻(xiàn)：

[1]王秉鈞.現(xiàn)代通信原理[M].北京:人民郵電出版社,2006.

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篇6

【關(guān)鍵詞】 擴(kuò)展卡爾曼濾波觀測器 異步電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速檢測 魯棒性

交流異步電動機(jī)具有結(jié)構(gòu)堅(jiān)固，造價低廉，工作可靠等突出優(yōu)點(diǎn)。為了解決電機(jī)斷電情況下再啟動時產(chǎn)生的極大力矩?fù)p害電機(jī)的問題，高性能電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)通常采用矢量控制等驅(qū)動控制策略，這些控制策略需要了解轉(zhuǎn)子的速度以實(shí)現(xiàn)磁場定向。為了克服機(jī)械式傳感器給系統(tǒng)帶來的缺陷，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速檢測技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。

作為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速檢測技術(shù)的一種，擴(kuò)展卡爾曼濾波器（EKF）由R.E.Kalman在1960年提出[1]，之后在各個領(lǐng)域獲得了廣泛的應(yīng)用。擴(kuò)展卡爾曼濾波器實(shí)際上是一個全階狀態(tài)觀測器，通過使用含有噪聲的信號對非線性系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)時遞推獲得最優(yōu)狀態(tài)估計(jì)。由于其可實(shí)現(xiàn)性強(qiáng)、方法簡單、收斂迅速等優(yōu)點(diǎn)，逐漸成為非線性系統(tǒng)狀態(tài)估計(jì)中應(yīng)用廣泛的算法。EKF法避免了微分運(yùn)算，采用一種迭代形式進(jìn)行非線性估計(jì)，通過調(diào)節(jié)誤差協(xié)方差陣來調(diào)節(jié)狀態(tài)估計(jì)的收斂速度[2-3]。 此外，與其它轉(zhuǎn)速估計(jì)算法相比，擴(kuò)展卡爾曼濾波器法有非常強(qiáng)的抗干擾能力。由于EKF是建立在系統(tǒng)的隨機(jī)過程模型上，因此針對交流異步電機(jī)模型的非線性性和不確定性，EKF估計(jì)性能優(yōu)越，表現(xiàn)出較好的魯棒性和抗噪能力，成為目前異步電機(jī)轉(zhuǎn)速估計(jì)問題研究的熱點(diǎn)[4-5]。

文獻(xiàn)[6]利用擴(kuò)展卡爾曼濾波器，將轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速看成一個狀態(tài)量，通過測量電機(jī)定子側(cè)的端電壓和電流在線估計(jì)電機(jī)轉(zhuǎn)子速度，文章研究了采樣周期、濾波器參數(shù)和電機(jī)參數(shù)對轉(zhuǎn)速在線估計(jì)性能指標(biāo)的影響，通過仿真實(shí)驗(yàn)對比分析證明該方法進(jìn)一步優(yōu)化了用擴(kuò)展卡爾曼濾波器對電動機(jī)轉(zhuǎn)速的辨識。

由于電機(jī)是一個非線性、多變量、強(qiáng)耦合的系統(tǒng)，電機(jī)參數(shù)也會受到溫度及磁場的影響，因此如何獲得準(zhǔn)確的電機(jī)參數(shù)，建立較為精確的數(shù)學(xué)模型，在異步電機(jī)的高動態(tài)性能控制系統(tǒng)中顯得尤為重要。許多學(xué)者也進(jìn)行了參數(shù)變化對矢量控制影響的分析，文獻(xiàn)[7]中 C.Attaianese等對參數(shù)變化產(chǎn)生的無速度傳感器轉(zhuǎn)速估計(jì)的影響進(jìn)行了研究，通過推導(dǎo)異步電機(jī)的轉(zhuǎn)速表達(dá)式，把轉(zhuǎn)速表示成電機(jī)參數(shù)的因變量，進(jìn)而分析電機(jī)各參數(shù)變化對轉(zhuǎn)速估計(jì)的影響。

本論文的主要工作就是設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)EKF觀測器對轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的檢測，對EKF對于電機(jī)參數(shù)變化之魯棒性進(jìn)行分析及改進(jìn)。

1 EKF觀測器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

EKF觀測器方程建立，EKF原理是基于非線性系統(tǒng)，利用估計(jì)誤差實(shí)時修正觀測器的增益矩陣（K），以得到優(yōu)化的狀態(tài)估計(jì)向量。EKF觀測器在建立方程的過程中引入了噪聲量，以下系統(tǒng)狀態(tài)方程的表達(dá)[8]：

上式中w（t）與v（t）為方差為Q（t）和R（t）、零均值的高斯白噪聲。我們將其表達(dá)為：

，

觀測器的建立分為三步：

初始化：，

預(yù)測：

更新：

定義狀態(tài)方程如下：

，

，

式中F（t）與H（t）為函數(shù)f的雅克比矩陣：

，

EKF觀測器Simulink建模下圖為異步電機(jī)與EKF觀測器Simulink模型。

2 加入電機(jī)參數(shù)估算器的EKF原理

加入定子電阻估算器的EKF原理，為了優(yōu)化EKF對于定子電阻值變化的魯棒性，我們向系統(tǒng)中添加定子電阻估算器，即將電機(jī)定子電阻添加到電機(jī)狀態(tài)向量中。

我們設(shè)定：

我們注意到在中只有變量中存在電機(jī)定子電阻Rs量。同時加入定子電阻、電感估算器的EKF原理為了完善EKF觀測系統(tǒng)，在這一節(jié)中我們將要建立一個同時對異步電機(jī)定子電感值實(shí)時檢測的系統(tǒng)。這個系統(tǒng)與前面加入定子電阻估算器的EKF觀測器合二為一。在上兩節(jié)方程的基礎(chǔ)上我們設(shè)定：

因此：

3 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

異步電機(jī)參數(shù)如下：定子電阻Rs=26.9mΩ，定子電感Ls= 6.67mH，轉(zhuǎn)子電阻Rr=6mΩ，轉(zhuǎn)子電感Lr=6.67mH，互感M= 6.5mH，電機(jī)轉(zhuǎn)動慣量J=20kg.m2，摩擦系數(shù)fv=0.1N.m.s，電機(jī)極數(shù)p=2。在EKF觀測器的設(shè)計(jì)中，雖然是基于電機(jī)確定性的方程，但存在定子電流和定子電壓的測量誤差，這些不確定性和測量誤差都納入?yún)f(xié)方差矩陣Q和R中。本論文中對EKF觀測器實(shí)現(xiàn)的仿真中： Q（t）=diag（1，1，1，1，5000），R（t）=diag（0.52，0.52）。誤差協(xié)方差預(yù)報(bào)陣的初始值P0=diag（0，0，0，0，24649）。在加入Rs估算器為改進(jìn)EKF觀測器魯棒性的仿真實(shí)驗(yàn)中：Q（t）=diag（1，1，1，1，106，10（0）6），R（t）=diag（0.52，0.52），P0=diag（0，0，0，0，10000，100）。在加入Rs與Ls估算器為改進(jìn)EKF觀測器魯棒性的仿真實(shí)驗(yàn)中：QRs（t）=diag（1，1，1，1，107，105），QLs（t）=diag（1，1，1，1，100），R（t）=diag（0.52，0.52）， P0Rs=diag（0，0，0，0，10000，0），P0Ls=diag（diag（0，0，0，0，1）。在電機(jī)斷電的過程中定子電阻會隨時間的推移而發(fā)生變化，本論文在驗(yàn)證EKF觀測器對電機(jī)參數(shù)變化之魯棒性的試驗(yàn)中設(shè)定定子電阻為實(shí)際值的1.2倍，在通過加入Rs估算器對EKF觀測器進(jìn)行改進(jìn)的的仿真實(shí)驗(yàn)中定子電阻設(shè)定為由1.3Rs至Rs的線性變化。

圖1為EKF觀測器在無電機(jī)參數(shù)變化的情況下對轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信息檢測的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了EKF觀測器的可行性。

4 結(jié)語

本文研究了基于EKF觀測器的異步電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速檢測方法對于電機(jī)參數(shù)變化之魯棒性并提出了優(yōu)化方案。在EKF觀測器系統(tǒng)中添加電機(jī)參數(shù)估算器，實(shí)時對對應(yīng)變量進(jìn)行更新以優(yōu)化觀測器增益矩陣能夠很好的解決該參數(shù)對觀測器效率的影響。仿真結(jié)果顯示，在觀測器系統(tǒng)中添加定子電阻及定子電感估算器之后EKF觀測器可精確估計(jì)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速及相對應(yīng)的電機(jī)參數(shù)，但觀測速度有所下降，因此在實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)該考慮電機(jī)參數(shù)估算器與EKF觀測器系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)耦合的影響，以達(dá)到提升EKF觀測效率提升的目的。

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篇7

    論文摘 要:隨著高新技術(shù)的不斷開發(fā),數(shù)字通信及控制技術(shù)也在飛速發(fā)展,計(jì)算機(jī)通信及控制技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用,針對各種情況探討了保證計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)可靠運(yùn)行的措施。

    1 在設(shè)計(jì)計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)時要注意以下事項(xiàng)

    (1)在對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)和配置時,要注意到系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)要緊湊,布局要合理,信號傳輸要簡單直接。

    在計(jì)算機(jī)通訊與控制系統(tǒng)的器件安裝布局上,要充分注意到分散參數(shù)的影響和采用必要的屏蔽措施:對大功率器件散熱的處理方法;消除由跳線、跨接線、獨(dú)立器件平行安裝產(chǎn)生的離散電容、離散電感的影響,合理利用輔助電源和去耦電路。

    (2)計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)本身要有很高的穩(wěn)定性。

    計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性,一方面取決于系統(tǒng)本身各級電路工作點(diǎn)的選擇和各級間的耦合效果。特別是在小信號電路和功率推動級電路的級間耦合方面,更要重視匹配關(guān)系。另一方面取決于系統(tǒng)防止外界影響的能力,除系統(tǒng)本身要具有一定的防止外界電磁影響的能力外,還應(yīng)采取防止外界電磁影響的措施。

    (3)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)防止外界電磁影響的措施,應(yīng)在方案論證與設(shè)計(jì)時就給予充分考慮。

    例如數(shù)字信號的采集傳輸,是采用脈沖調(diào)制器還是采用交流調(diào)制器,信號在放大時采用幾級放大器,推動司服系統(tǒng)工作時采取何種功放,反饋信號的技術(shù)處理及接入環(huán)節(jié),電路級間隔離的方法,器件安裝時連接和接地要牢固可靠,避免接觸不良造成影響,機(jī)房環(huán)境選擇和布局避免強(qiáng)電磁場的影響等。

    2 排除電源電壓波動給計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)帶來的影響?yīng)?/p>

    計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)的核心就是計(jì)算機(jī),計(jì)算機(jī)往往與強(qiáng)電系統(tǒng)共用一個電源。在強(qiáng)電系統(tǒng)中,大型設(shè)備的起、停等都將引起電源負(fù)載的急劇變化,也都將會對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)產(chǎn)生很大的影響;電源線或其它電子器件引線過長,在輸變電過程中將會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。防止電源對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)的影響應(yīng)采取如下措施:

    (1)提高對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)供電電源的質(zhì)量。

    供電電源的功率因數(shù)低,對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)將產(chǎn)生很大的影響,為保證計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)穩(wěn)定可靠的工作,供電系統(tǒng)的功率因數(shù)不能低于0.9。

    (2)采用獨(dú)立的電源給計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)供電。

    應(yīng)對計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)的主要設(shè)備配備獨(dú)立的供電電源。要求獨(dú)立供電電源電壓要穩(wěn)定,無大的波動;系統(tǒng)負(fù)載不能過大,感性負(fù)載和容性負(fù)載要盡可能的少。

    (3)對用電環(huán)境惡劣場所采取穩(wěn)壓方法。

    對計(jì)算機(jī)等重要設(shè)備采用UPS電源。在穩(wěn)壓過程中要采用在線式調(diào)壓器,不要使用變壓器方式用繼電器接頭來控制的穩(wěn)壓器。

    3 防止由于外界因素對供電電源產(chǎn)生的傳導(dǎo)影響?yīng)?/p>

    由于外界因素對電源產(chǎn)生的傳導(dǎo)影響要采取以下措施。

    3.1 采用磁環(huán)方法

    (1) 用磁環(huán)防止傳導(dǎo)電流的原理。

    磁環(huán)是抑制電磁感應(yīng)電流的元件,其抑制電磁感應(yīng)電流的原理是:當(dāng)電源線穿過磁環(huán)時,磁環(huán)可等效為一個串接在電回路中的可變電阻,其阻抗是角頻率的函數(shù)。

    即:Z二f/(ω)

    從上式可以看出:隨著角頻率的增加其阻抗值再增大。

    假設(shè)Zs是電源阻抗,ZL是負(fù)載阻抗,ZC是磁環(huán)的阻抗,其抑制效果為:

    DB=20Lg[(Zs+ZL+ZC/(ZS+ZL)]

    從上述公式中可以看出,磁環(huán)抑制高頻感生電流作用取決于兩個因素:一是磁環(huán)的阻抗;另一個是電源阻抗和負(fù)載的大小。

    (2) 用磁環(huán)抑制傳導(dǎo)電流的原則。

    磁環(huán)的選用必須遵循兩個原則:一是選用阻抗值較大的磁環(huán):另一個是設(shè)法降低電源阻抗和負(fù)載阻抗的阻值。

    3.2 采用金屬外殼電源濾波器消除高頻感生電流,特別是在高頻段具有良好的濾波作用

    電源濾波器的選取原則

    對于民用產(chǎn)品,應(yīng)在100KHZ一30MHZ這一頻率范圍內(nèi)考慮濾波器的濾波性能。軍用電源濾波器的選取依據(jù)GJBl51/152CE03,在GJBl51/152CE03中規(guī)定了傳導(dǎo)高頻電流的頻率范圍為15KHZ-50MHZ。

    4 抑制直流電源電磁輻射的方法

    4.1 利用跟隨電壓抑制器件抑制脈沖電壓

    跟隨電壓抑制器中的介質(zhì)能夠吸收高達(dá)數(shù)千伏安的脈沖功率,它的主要作用是,在反向應(yīng)用條件下,當(dāng)承受一個高能量的大脈沖時,其阻抗立即降至很低,允許大電流通過,同時把電壓箝位在預(yù)定的電壓值上。利用跟隨電壓抑制器的這一特性,脈沖電壓被吸收,使計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)也減少了脈沖電壓帶來的負(fù)面影響。

    4.2 使用無感電容器抑制高頻感生電流

    俗稱“隔直通交”是電容器的基本特性,通常在每一個集成電路芯片的電源和地之間連接一個無感電容,將感生電流短路到地,用來消除感生電流帶來的影響,使各集成電路芯片之間互不影響。

    4.3 利用陶瓷濾波器抑制由電磁輻射帶來的影響?yīng)?/p>

    陶瓷濾波器是由陶瓷電容器和磁珠組成的T型濾波器,在一些比較重要集成電路的電源和地之間連接一個陶瓷濾波器,會很好起到抑制電磁輻射的作用。

    5 防止信號在傳輸線上受到電磁幅射的方法

    (1)在計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)中使用磁珠抑制電磁射。

    磁珠主要適用于電源阻抗和負(fù)載阻抗都比較小的系統(tǒng),主要用于抑制1MHZ以上的感生電流所產(chǎn)生的電磁幅射。選擇磁珠也應(yīng)注意信號的頻率,也就是所選的磁珠不能影響信號的傳輸,磁珠的大小應(yīng)與電流相適宜,以避免磁珠飽和。

    (2)在計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)中使用雙芯互絞屏蔽電纜做為信號傳輸線,屏蔽外界的電磁輻射。

    (3)在計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)中采用光電隔離技術(shù),減少前后級之間的互相影響。

    (4) 在計(jì)算機(jī)通信與控制系統(tǒng)中要使信號線遠(yuǎn)離動力線;電源線與信號線分開走線。輸入信號與輸出信號線分開走線;模擬信號線與數(shù)字信號線分開走線。

    6 防止司服系統(tǒng)中執(zhí)行機(jī)構(gòu)動作回饋的方法

    6.1 RC組成熄燼電路的方法

    用電容器和電阻器串聯(lián)起來接入繼電器的接點(diǎn)上,電容器C把觸點(diǎn)斷開的電弧電壓到達(dá)最大值的時間推遲到觸點(diǎn)完全斷開,用來抑制觸點(diǎn)間放電。電阻R用來抑制觸點(diǎn)閉合時的短路電流。

    對于直流繼電器,可選取:

    R=Vdc/IL

    C=IL*K

    式中,Vdc:直流繼電器工作電壓。

    I:感性負(fù)載工作電流。

    K二0.5-lЧF/A

    對于交流繼電器,可選取:

    R>0.5*UrmS

    C二0.002-0.005(Pc/10) ЧF

    式中,Urms:為交流繼電器額定電壓有效值。

    Pc:為交流繼電器線圈負(fù)載功率。

    6.2 利用二極管的單向?qū)щ娞匦元?/p>

篇8

論文關(guān)鍵詞：低溫低噪聲放大器(LNA)，Ku波段，隔離器，噪聲系數(shù)

 

1、引言

在微波通訊系統(tǒng)中，接收機(jī)噪聲特性的優(yōu)劣是決定系統(tǒng)接收靈敏度的重要因素，而接收前端的低噪聲放大器（LNA）是影響接收系統(tǒng)噪聲指標(biāo)的關(guān)鍵部件，其噪聲特性將直接影響系統(tǒng)整體的噪聲水平[1]。低溫下工作的Ku波段放大器具有極低的噪聲特性，在微波通信、衛(wèi)星通信、天文觀測等領(lǐng)域中都具有非常重要的應(yīng)用。當(dāng)前Ku低溫低噪聲放大器的研究工作只有少量報(bào)道，性能尚不能達(dá)到實(shí)際使用的要求。

本文設(shè)計(jì)并制作了一個Ku波段低溫低噪聲放大器隔離器，旨在與高溫超導(dǎo)濾波器級聯(lián)，使用在高溫超導(dǎo)濾波子系統(tǒng)之中[2]。該LNA采用插指電容新結(jié)構(gòu)，使用ADS軟件仿真優(yōu)化性能，并通過優(yōu)化的封裝工藝制備了LNA樣品站。在77K溫度下測試結(jié)果表明，噪聲系數(shù)小于2dB，增益約10dB，反射系數(shù)小于20dB。該LNA已與Ku波段超導(dǎo)濾波器成功級聯(lián)。

2、低溫低噪聲放大器的仿真設(shè)計(jì)

2.1 器件選擇

Ku波段LNA要求選用具有低噪聲特性的晶體管，而高電子遷移率場效應(yīng)管(HEMT)是新型的具有低噪聲優(yōu)點(diǎn)的一類晶體管，符合設(shè)計(jì)要求。通過晶體管性能分析并綜合設(shè)計(jì)需要，選取了NEC公司的某一HEMT產(chǎn)品，其理論常溫噪聲系數(shù)高至18GHz只有0.75dB。

低損耗的PCB基板是研制Ku波段LNA的另一重要材料。本工作選用Rogers公司的高頻PCB板，在高頻段具有低插損特性，微波性能良好。

2.2 反射系數(shù)的設(shè)計(jì)

LNA設(shè)計(jì)中都需要考慮對反射系數(shù)S(1,1)和S(2,2)的設(shè)計(jì)隔離器，一般需要優(yōu)化至-15dB以下，而最優(yōu)化S(1,1)、S(2,2)的目標(biāo)與最小化噪聲和最大化增益往往是矛盾的，這給LNA的設(shè)計(jì)工作帶來了很大的不便和困難。Isaac Lopez-Fernandez 在他的工作中使用了放大器設(shè)計(jì)中可以不考慮其反射性能，而使用隔離器來完善的方法[3]，同時還給出了隔離器附加噪聲溫度的計(jì)算公式：

其中隔離器的物理溫度，是放大器的等效噪聲溫度，是隔離器可達(dá)到的增益。根據(jù)這個公式計(jì)算可以知道，對于一般的LNA和隔離器，77K低溫下隔離器附加噪聲溫度不超過20%，相對于直接在設(shè)計(jì)中優(yōu)化反射的辦法，隔離器的附加噪聲更小，同時可以大大簡化設(shè)計(jì)過程。因此本工作反射系數(shù)不再進(jìn)行最優(yōu)化設(shè)計(jì)，而采用級聯(lián)隔離器的方法改善器件之間的匹配站。

2.3 穩(wěn)定性設(shè)計(jì)

為了保證LNA的可靠工作隔離器，需要保證其全頻段無條件穩(wěn)定，或至少要保證工作頻段附近絕對穩(wěn)定。LNA的穩(wěn)定性判據(jù)為[4]：

和

其中：，

在ADS中，有其自身設(shè)計(jì)的穩(wěn)定系數(shù)Mu，只要Mu>1就實(shí)現(xiàn)了絕對穩(wěn)定。在ADS中對我們選用的HEMT晶體管進(jìn)行仿真，圖1給出了其全頻帶Mu值，可以發(fā)現(xiàn)其全頻帶Mu>1，也就是全頻帶絕對穩(wěn)定，因此在設(shè)計(jì)過程中不會存在陷入潛在不穩(wěn)的問題。同時因?yàn)槲覀冊谳斎胼敵龆硕疾捎昧烁綦x器設(shè)計(jì)，可以進(jìn)一步優(yōu)化反射，保證了LNA的穩(wěn)定工作。

 

圖1 LNA穩(wěn)定性系數(shù)

篇9

【關(guān)鍵詞】有源電力濾波器；諧波；補(bǔ)償；PWM變流器

隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，大量的電力電子裝置廣泛的應(yīng)用于工業(yè)的各個領(lǐng)域，給工業(yè)帶來了翻天覆地的變化，但大量電力電子裝置的廣泛應(yīng)用，同時也給電力系統(tǒng)這個環(huán)境帶來了嚴(yán)重的“污染”，其根本原因就是電力電子裝置是非線性負(fù)荷，在系統(tǒng)中運(yùn)行會產(chǎn)生諧波，造成十分嚴(yán)重的危害。治理諧波污染已成為當(dāng)今電工科學(xué)技術(shù)界所必須解決的問題，開發(fā)和研制高性能的諧波抑制裝置迫在眉睫。

有源電力濾波器（Active Power Filter）是目前研究比較深入的一種裝置，它是一種用于動態(tài)補(bǔ)償，既可抑制諧波，又可以補(bǔ)償無功的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的無功進(jìn)行補(bǔ)償，其應(yīng)用可克服LC濾波器等傳統(tǒng)的諧波抑制和無功補(bǔ)償方法的缺點(diǎn)。

1.有源電力濾波器的基本原理

1）機(jī)理：通過一定的控制算法使有源電力濾波器發(fā)出與諧波源所產(chǎn)生的諧波的幅值相等，相位恰好相反的量，抵消諧波源中的諧波成分，使其剩下基波成分，其本質(zhì)就是一個諧波源。

2）基本原理：最基本的有源電力濾波器系統(tǒng)構(gòu)成圖如圖1[4]：

圖1中表示交流電源，負(fù)載為諧波源，它產(chǎn)生諧波并消耗無功。有源電力濾波器系統(tǒng)大體上由兩大部分組成，即指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路。其中指令運(yùn)算電路的核心部分就是諧波和無功電流檢測電路，其主要作用就是檢測出需要補(bǔ)償對象電流中的諧波和無功等電流分量；補(bǔ)償電流發(fā)生電路由電流跟蹤控制電路、驅(qū)動電路和主電路三部分組成。其作用是根據(jù)指令電流運(yùn)算電路得出的補(bǔ)償電流的指令信號，產(chǎn)生實(shí)際的補(bǔ)償電流，主電路多為橋式PWM變流器[1]。

圖1 并列型有源濾波器系統(tǒng)構(gòu)成說明圖

2.有源電力濾波器的基本特點(diǎn)

1）動態(tài)補(bǔ)償，可對頻率和大小都變化的諧波進(jìn)行補(bǔ)償，動態(tài)響應(yīng)快。

2）補(bǔ)償諧波時所需儲能元件容量較小。

3）即使補(bǔ)償對象電流過大，APF也不會發(fā)生過載，并能正常發(fā)揮補(bǔ)償作用。

4）受電網(wǎng)阻抗的影響不大，不易和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振。

5）能跟蹤電網(wǎng)頻率的變化，補(bǔ)償性能不受電網(wǎng)頻率變化的影響。

6）對較高次諧波濾除困難，需要與無源高通濾波器配合。

3.有源電力濾波器的設(shè)計(jì)

有源電力濾波器的設(shè)計(jì)大致可分為五個部分：

1）主電路設(shè)計(jì)

2）指令電流運(yùn)算

3）電流跟蹤控制

4）直流電壓的控制

5）APF的控制方式

（1）主電路

作為主電路的PWM變流器，在產(chǎn)生補(bǔ)償電流時，主要作為逆變器工作，因此可稱為逆變器。但它不僅僅是單獨(dú)作為逆變器而工作的，當(dāng)在電網(wǎng)向有源電力濾波器直流側(cè)儲能元件充電時，它就作為整流器工作，即它既可以工作在逆變狀態(tài)，也可工作在整流狀態(tài)，所以多以變流器稱之[5]。

在應(yīng)用中主電路多以三相橋式變流器為主，三相橋式變流器又可分為電壓型和電流型兩種。而電壓型應(yīng)用較為廣泛。隨著電力電子器件技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展，先進(jìn)的功率器件的應(yīng)用給主電路性能帶來了很大變化。

常用的PWM變流器多為電壓型變流器，單個電壓型PWM變流器基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如下圖所示：

圖2 單個電壓型PWM變流器

基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

其中VT1～VT6表示電力電子功率器件，Udc表示直流側(cè)電壓。電壓型PWM變流器的基本特點(diǎn)是：

1）直流側(cè)為電壓源或并聯(lián)有大電容，在正常工作時，其電壓基本保持不變，可看作電壓源。

2）對電壓型PWM變流器，為保持直流側(cè)電壓不變，需要對直流側(cè)電壓進(jìn)行控制。

3）電壓型PWM變流器的交流側(cè)輸出電壓為PWM波。

控制各個開關(guān)器件輪流導(dǎo)通和關(guān)斷，同時使另一個器件導(dǎo)通，就實(shí)現(xiàn)了兩個器件之間的換流，電路的環(huán)流方式分為180度導(dǎo)通型和120度導(dǎo)通型。

所謂180度導(dǎo)通型是指同一橋臂上、下兩管之間互相換流。而120度道通型是指在同一排不同橋臂的左、右兩管之間進(jìn)行的。但180度導(dǎo)通型應(yīng)該注意防止上、下橋臂的直通。

本設(shè)計(jì)中，主電路形式選擇為電壓型PWM型變流器，功率器件選擇為IGBT，直流側(cè)電壓選擇：一般選擇為直流電壓的大小等于交流線電壓峰值的1.5倍。對于380V等級系統(tǒng)，直流側(cè)電壓為選擇為800V。APF的容量為：

其中E為電網(wǎng)相電壓有效值，Ic為補(bǔ)償電流的有效值。該設(shè)計(jì)中給出的數(shù)據(jù)額定線電壓為380V，容量為10KVA 則可以計(jì)算出額定電流

。

連接電感的選擇：可按下式近似取值：

其中為補(bǔ)償電流指令信號的最大值。為載波周期，取為10KHz，括號里面的值取0.35，結(jié)合計(jì)算出來的計(jì)算得額定電流值，帶入上面公式計(jì)算得L=0.0067H。

（2）指令電流運(yùn)算部分

實(shí)質(zhì)上就是諧波電流檢測部分，諧波檢測的方法很多，早期的模擬法，到后來的傅里葉分析法，還有人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法，瞬時無功功率理論等，但應(yīng)用較為廣泛的還是瞬時無功功率理論，該理論的產(chǎn)生為有源電力濾波器的發(fā)展注入了新鮮的活力。

現(xiàn)在依舊采用瞬時無功功率理論來檢測諧波電流?；谒矔r無功功率理論的檢測方法中的-變換法的檢測框圖如下圖3：

（3）電流跟蹤控制部分

該部分作用是：根據(jù)補(bǔ)償電流指令信號和實(shí)際補(bǔ)償電流之間的差別，得出控制補(bǔ)償電流發(fā)生電路中主電路各個器件通斷的PWM信號，控制的結(jié)果應(yīng)保證補(bǔ)償電流跟蹤其指令信號的變化——電流型功率放大器。

目前應(yīng)用較為廣泛的跟蹤型PWM控制方式有以下三種方式：滯環(huán)比較方式、定周期瞬時值比較方式和三角波比較方式。

這里還是選擇比較常用的三角波比較方式。其基本控制框圖如圖4：

圖4 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

其中K多為PI調(diào)節(jié)器，其參數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。三角波比較方式的基本特點(diǎn)是：

1)硬件電路較為復(fù)雜；

2)比例調(diào)節(jié)控制方式，電流響應(yīng)稍慢；

3)跟蹤誤差較大；

4)功率器件的開關(guān)頻率等于載波頻率；

5)輸出電流所含諧波少。

（4）直流電壓控制

基本思想：通過控制APF與交流電源的能量交換來調(diào)節(jié)直流電壓。

（5）APF控制方式

基本方式包括檢測電源側(cè)電流和檢測負(fù)載側(cè)電流，還有兩者結(jié)合的混合型控制方式。這里采用檢測電源側(cè)電流控制方式。其基本的控制框圖如圖5[3，4]：

圖5 檢測電源側(cè)電流控制方式原理圖

4.結(jié)束語

有源電力濾波器是一種用于動態(tài)抑制諧波、補(bǔ)償無功功率的新型電力電子裝置，能對大小和頻率都變化的諧波及無功功率進(jìn)行補(bǔ)償。和傳統(tǒng)的無源濾波器相比，有突出的優(yōu)點(diǎn)。本文分析了有源電力濾波器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和工作原理，對其主電路的參數(shù)設(shè)計(jì)給出了理論上的依據(jù)。

參考文獻(xiàn)

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[2]王兆安,黃俊主編.電力電子技術(shù)(第四版)[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2005.

[3]肖湘寧編著.電能質(zhì)量分析與控制[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2005.

[4]陳仲.并聯(lián)有源電力濾波器實(shí)用關(guān)鍵技術(shù)的研究[D].浙江大學(xué)工學(xué)博士論文,2005.

[5]姜齊榮,趙東元,陳建業(yè)編著.有源電力濾波器——結(jié)構(gòu).原理.控制[M].北京:科學(xué)出版社,2005.

作者簡介：

篇10

[關(guān)鍵詞]心音 呼吸音 聽診器

一、概述

1.電子心音聽診器的研究背景與意義。聽診是臨床上廣泛應(yīng)用的一種診斷方法,聽診器的發(fā)明極大地推動了醫(yī)學(xué)科學(xué)的發(fā)展。對心音和呼吸音的聽診是心腦血管疾病和呼吸系統(tǒng)疾病主要診斷手段之一。因此臨床迫切需要一種準(zhǔn)確性高、波形實(shí)時顯示、能同時聽診心音、簡單易用、成本低、體積小的裝置,讓臨床醫(yī)生在心臟聽診的同時能看到相應(yīng)信號的波形圖,以便對病人的病變做出更加準(zhǔn)確的判斷,促進(jìn)心腦血管疾病和呼吸系統(tǒng)疾病的研究和診治。

2.心音聽診器國內(nèi)外研究現(xiàn)狀。心音信號的分析與研究主要在以下幾個方面:①對51(第一心音)和S2(第二心音)的生理病理研究;②對人工心臟瓣膜的無創(chuàng)傷檢測;③對心音微弱成分(第三心音和第四心音)的分析研究;④分析心臟雜音的頻率變化規(guī)律;⑤從一個心動周期中定位提取心音成分;⑥對心音傳導(dǎo)機(jī)制建模。

在傳統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)分析方法基礎(chǔ)上,增加非平穩(wěn)信號分析方法。典型的心音時頗分析有短時傅立葉變換、自回歸模型、維格納分布、小波變換等,人們將這些方法應(yīng)用于第一心音分析、第二心音分析、心雜音分析,做了很多研究工作,取得了很好的成果。

3.心音產(chǎn)生機(jī)理和組成。心臟的瓣膜和大血管在血流沖擊下形成的振動,以及心臟內(nèi)血流的加速與減速形成的湍流與渦流及其對心臟瓣膜、心房、室壁的作用所產(chǎn)生的振動,再加上心肌在周期性的心血活動作用下其剛性的迅速增加和減少形成的振動,經(jīng)過心胸傳導(dǎo)系統(tǒng)到達(dá)體表形成了體表心音。心音中常包含心內(nèi)噪音、呼吸噪音、體表噪音和心胸系統(tǒng)傳播過程中產(chǎn)生的噪音。

4.本文研究的主要內(nèi)容。本文對該領(lǐng)域的研究背景、研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢進(jìn)行了充分調(diào)研,對心音的形成機(jī)理進(jìn)行了深入研究,針對傳統(tǒng)聽診器的不足提出了電子心音聽診器的設(shè)計(jì)思想。

二、電子心音聽診器設(shè)計(jì)要求

1.心音信號技術(shù)指標(biāo)。心音幅值:30-6OmV;心音頻率:20-600HZ;心率:75次/分。

2.電子心音聽診器技術(shù)指標(biāo)。工作環(huán)境:溫度:+5-+4O℃,相對濕度:

輸入方式:心音探頭各一個;輸出方式:耳機(jī)或音響輸出,示波器顯示;

濾波頻響:心音:20-15OHz;放大器增益:心音:100倍以上。

3.系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。易操作、低功耗、低成本、可靠性、便攜性、抗干擾

三、電子心音聽診器內(nèi)部設(shè)計(jì)

1.心音探頭。(1)駐極體電容式傳聲器。當(dāng)聲波傳到振膜時,膜片發(fā)生相應(yīng)振動,改變了電容器極板之間的距離,使電容量C發(fā)生相應(yīng)的變化,其兩端的電壓也相應(yīng)變化。由于R的阻值很大,充電電荷Q來不及變化,這樣就把聲能轉(zhuǎn)換成了電能。(2)駐極體電容式傳聲器腔體設(shè)計(jì)。傳聲器是心音和呼吸音檢測的關(guān)鍵部分之一,其性能直接影響心音和呼吸音信號的提取質(zhì)量。另一個影響心音和呼吸音信號提取質(zhì)量的重要因素是傳聲器與體表的聲禍合方式。當(dāng)用傳聲器檢測心音和呼吸音信號時,傳聲器與體表皮膚的耦合形式不同,會給測量結(jié)果帶來不同程度的影響。

本文使用傳統(tǒng)聽診器集音腔體,在導(dǎo)音橡皮管末端接駐極體電容式傳感器,完成心音探頭設(shè)計(jì)。

2.初級放大模塊。從心音呼吸音傳聲器輸出的是非常微弱的交流小信號,根據(jù)我們使用的駐極體電容式傳聲器的敏感度,心音信號的幅值為:30-60mV,這種大小的信號不能滿足濾波模塊的要求,必須進(jìn)行信號的放大處理。這里使用的是TI工公司生產(chǎn)的一款運(yùn)算放大器芯片LM358。

初級放大模塊電路。通過電阻、電容和+5V電源傳聲器供電;電容有兩個作用:作為隔直電容,使電容兩端直流電壓不會相互干擾,二作為耦合電容,交流小信號可以通過電容傳送給后面的運(yùn)算放大器,進(jìn)行電壓放大。

3.濾波模塊。心音的頻率范圍是20-600HZ,主要集中在20-15OHz范圍內(nèi),信號的主要干擾源之一的工頻50Hz在心音的頻率范圍,所以我們可構(gòu)造低通-50Hz陷波濾波器網(wǎng)絡(luò),截止頻率分別是0 Hz和15OHz,中間濾除工頻50Hz對心音信號影響不大,20Hz以下基本為直流信號,對心音信號影響也可以忽略,所以不專門設(shè)計(jì)高通濾波器。

4.再放大模塊。在濾波模塊后我們又設(shè)置了再放大模塊,進(jìn)行信號的再放大處理,不會把一些干擾噪聲也同時放大,提高信號的信噪比。

在再放大模塊中我們?nèi)匀皇褂眠\(yùn)算放大器芯片LM358。

從再放大模塊出來的信號可分兩路:一路外接示波器進(jìn)行波形顯示,另一路送到功率放大模塊驅(qū)動耳機(jī)。

5.功率放大模塊。電子心音聽診器其中一個最重要的功能就是實(shí)現(xiàn)對心音的聽診,幫助醫(yī)生診斷病情。然而心音信號經(jīng)過再放大模塊后,電壓幅值己經(jīng)達(dá)到示波顯示的要求,但它尚不能驅(qū)動耳機(jī)發(fā)聲。必須對信號進(jìn)行功率放大,才能實(shí)現(xiàn)聽診功能。

在這里我們使用NS公司生產(chǎn)的LM386作為集成功放電路, LM386的功能和特性作看參閱相關(guān)資料。

6.功率放大電路?？蓞⒄找话愕墓Ψ烹娐贰?/p>

四、設(shè)計(jì)瀏覽及展望

本論文主要完成電子心音聽診器的硬件設(shè)計(jì),包括心音呼吸音探頭、初級放大模塊、濾波模塊、再放大模塊和功率放大模塊的設(shè)計(jì)。努力和研究,己經(jīng)完成了系統(tǒng)的整體設(shè)計(jì),達(dá)到了預(yù)期的目標(biāo)。

以后還可以在以下幾個方面作進(jìn)一步研究和努力:對該設(shè)計(jì)進(jìn)行數(shù)字化擴(kuò)展,包括液晶顯示波形,并可以對波形進(jìn)行存儲和回放。其次在本設(shè)計(jì)中,雖然對心音和呼吸音進(jìn)行了硬件低通和陷波濾波,消除了部分噪聲交叉干擾,但由于心音和噪音之間存在頻譜上的重疊,不能用硬件濾波的方法得到純正的心音和呼吸音信號。有研究者證明,可以用小波和自適應(yīng)濾波法來減少這種頻譜上重疊的干擾。今后需研究并設(shè)計(jì)出一套比較好的濾波去噪算法,得到相對純正的心音信號,使聽診更加準(zhǔn)確。

參考文獻(xiàn):

[1]單亞婭,趙德安.新型可視電子聽診器的研制.微型機(jī)與應(yīng)用,2005.