導(dǎo)語：如何才能寫好一篇電源紋波的測(cè)試方法，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關(guān)鍵詞：波紋；開關(guān)電源；晶體管

引言

在用電控制的儀器設(shè)備中，都需要穩(wěn)壓電源，由于價(jià)格、功率等的要求，因此設(shè)計(jì)人員更傾向于使用開關(guān)電源，而很少使用線性電源。開關(guān)電源的優(yōu)勢(shì)在于轉(zhuǎn)換效率高，最高可以達(dá)到將近97%，另外開關(guān)電源重量輕、體積小。開關(guān)電源最大的缺點(diǎn)是輸出的紋波和噪聲電壓較大，而這一性能影響到儀器設(shè)備的運(yùn)行，特別是對(duì)于需要處理小信號(hào)的儀器中，電源產(chǎn)生的噪聲可能會(huì)干擾輸入的信號(hào)，使得儀器無法正確運(yùn)行。如何處理好電源的噪聲，有很多方法[1][2]，本文通過一個(gè)典型電源電路分析開關(guān)電源產(chǎn)生紋波和噪聲的原因及減小紋波和噪聲的措施，并詳細(xì)探討了電源各部分電路的原理功能和實(shí)現(xiàn)的方法。

1干擾產(chǎn)生分析

電信號(hào)干擾分為：噪聲（nois）和紋波（ripple）兩種，其表現(xiàn)形式為圖1形式。噪聲的定義是指在直流電壓或電流中，疊加了振幅和頻率上完全無規(guī)律的交流分量。該分量會(huì)干擾電路的分析、邏輯關(guān)系，影響其設(shè)備正常工作。紋波是指疊加在直流電壓或電流上的交流信號(hào)，會(huì)降低電源的效率，嚴(yán)重的波紋更有可能會(huì)損壞用電設(shè)備，另外波紋還會(huì)干擾數(shù)字電路的邏輯關(guān)系，影響設(shè)備工作狀態(tài)。通常的開關(guān)電源輸出的直流電壓中疊加了由噪聲和波紋引起的交流信號(hào)。波紋主要是由于開關(guān)電源的開關(guān)動(dòng)作造成的，而波動(dòng)的頻率跟開關(guān)的頻率是一致的，大小取決于輸入、輸出電容的參數(shù)。作為開關(guān)的元件都有寄生的電感與電容，當(dāng)元件在電流流動(dòng)變化工作時(shí)，會(huì)產(chǎn)生電壓與電流的浪涌，這些浪涌信號(hào)都會(huì)在電源產(chǎn)生干擾信號(hào)。浪涌電流指電源接通瞬間，流入電源設(shè)備的峰值電流。該峰值電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于穩(wěn)態(tài)輸入電流，這種瞬時(shí)過電流稱為浪涌電流，是一種瞬變干擾。噪聲電壓主要跟電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、電路中的寄生參數(shù)、工作的電磁環(huán)境以及印制電路板的布線有關(guān)。當(dāng)信號(hào)較小的時(shí)候，會(huì)產(chǎn)生干擾的信號(hào)。圖2（a）是實(shí)驗(yàn)信號(hào)波形，（b）是小信號(hào)上疊加了干擾的波形。干擾可以表現(xiàn)為尖峰、階躍、正弦波或隨機(jī)噪聲，干擾的產(chǎn)生來自多方面，電路設(shè)計(jì)不合理、器件使用不當(dāng)、工作環(huán)境干擾、電源噪聲等，其中電源產(chǎn)生的噪聲是常見主要的原因，而這些干擾信號(hào)會(huì)造成后續(xù)電路一系列的處理誤差，所以在要求較高的場(chǎng)合，這樣的噪聲是必須要解決的。

2解決措施

開關(guān)電源電路一般由整流平滑電路、集成開關(guān)電路、浪涌電壓吸收電路、電壓檢測(cè)電路、次級(jí)側(cè)整流平滑電路等構(gòu)成。其工作原理：開關(guān)電路供應(yīng)穩(wěn)定電壓和平滑的電流，是本電路的主要部分，開關(guān)晶體管的集電極電流決定電源的輸出電流。紋波的解決措施[3][4]主要有：調(diào)整電感和電容參數(shù)、增加電容電阻緩沖網(wǎng)絡(luò)。

2.1調(diào)整電感和電容參數(shù)

電流波動(dòng)與電感參數(shù)、以及輸出電容大小有關(guān)，通常電感值越小，波動(dòng)越大，輸出電容值越小，波紋越大。因此可以通過增大電感值和輸出電容值來降低波紋。在這里以BUCK型開關(guān)電源為例，當(dāng)開關(guān)電源工作時(shí)，提供的電壓不變，但是電流會(huì)變化，為了穩(wěn)定電源的輸出電流，在如圖4（a）的指示位置并聯(lián)一個(gè)電容C+。通過增加電感值的方法來減小波紋的做法是受限的。因?yàn)殡姼性酱螅w積就越大。電感的取值可以這樣計(jì)算：假定輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vo，工作頻率為f，輸出電流為I，電感中電流的波動(dòng)值為駐I的話，有：在電路調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)，隨著C+不斷增加，減小波紋的效果會(huì)越來越差，同時(shí)增加f，會(huì)增加開關(guān)損失。因此可以通過再加一級(jí)LC濾波器的方法來改善，如圖4（b）所示。LC濾波器抑制波紋的效果較好，只要根據(jù)需要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容即可。

2.2增加電容電阻緩沖網(wǎng)絡(luò)

在二極管高速導(dǎo)通截止時(shí)，要考慮寄生參數(shù)。在二極管反向恢復(fù)期間，等效電感和等效電容成為一個(gè)RC振蕩器，產(chǎn)生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯(lián)電容C或RC緩沖網(wǎng)絡(luò)。電阻與電容取值要經(jīng)過反復(fù)試驗(yàn)才能確定，一般選擇電阻為10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。如果選用不當(dāng)，反而會(huì)造成更嚴(yán)重的振蕩。

3電路設(shè)計(jì)及實(shí)測(cè)

根據(jù)以上分析，設(shè)計(jì)出了一種開關(guān)穩(wěn)壓電源如圖5所示，采用可控硅觸發(fā)方式。通過整流放大后的波紋去觸發(fā)可控硅的導(dǎo)通，當(dāng)整流電壓值為零時(shí)，可控硅自動(dòng)關(guān)斷。只要用輸出電壓的變化來控制觸發(fā)信號(hào)的前沿，即可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓。穩(wěn)壓電路主要由可控硅、4個(gè)晶體管和1個(gè)變壓器等組成，如圖5所示。我們?cè)趍ultisim環(huán)境下對(duì)該電路進(jìn)行仿真，效果非常好。再用實(shí)際電路搭試，并加上30歐姆純電阻阻抗后，選取了7個(gè)測(cè)試點(diǎn)，測(cè)試波形見圖6所示。圖中變壓器T、二極管D1～D4和電容器C1-4組成整流濾波電路，測(cè)試點(diǎn)1電壓紋波波形見圖6中1的圖像，顯然是在全波整流后的紋波出現(xiàn)；電阻R2、R3和隔直電容C5組成取樣電路，測(cè)試點(diǎn)2電壓紋波波形見圖6中2的圖像；控制可控硅的紋波信號(hào)測(cè)試點(diǎn)3、4電壓紋波波形見圖6中的3、4的圖像；隔直后的測(cè)試點(diǎn)5電壓紋波波形見圖6中的5的圖像；線圈T2控制信號(hào)的初級(jí)波形見圖6中7的圖像；線圈T2次級(jí)控制可控硅信號(hào)見圖6中6的圖像。當(dāng)電壓沒有紋波時(shí)，線圈T2不發(fā)揮作用，但當(dāng)電壓有波動(dòng)時(shí)（紋波），則自動(dòng)控制可控硅工作，抑制電壓的波動(dòng)。在電路中的電感對(duì)抑制電壓的波動(dòng)也起到了良好的作用，其電感值可以根據(jù)電壓的大小和對(duì)紋波的要求進(jìn)行適當(dāng)?shù)倪x擇。該電路在最后的輸出功率可以達(dá)到110W，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化10-104歐姆時(shí)，電壓變化的范圍大約是1毫伏。

4結(jié)束語

本文對(duì)開關(guān)電源噪聲與紋波的產(chǎn)生原因和抑制方法進(jìn)行了分析和討論，并設(shè)計(jì)出了一種晶體管開關(guān)穩(wěn)壓電源電路，觀察仿真實(shí)驗(yàn)，可以得出該設(shè)計(jì)能夠抑制一定的電源噪聲與波紋。在實(shí)際中，需要依據(jù)產(chǎn)品的參數(shù)，如體積、成本等問題綜合考慮，選擇合適的設(shè)計(jì)方法。

參考文獻(xiàn)：

篇2

【關(guān)鍵詞】DC-DC轉(zhuǎn)換 LM5117芯片 直流開關(guān)穩(wěn)壓電源

開關(guān)電源是利用電子開關(guān)器件通過控制電路，使電子開關(guān)器件不停地“接通”和“斷開”，讓電子開關(guān)器件對(duì)輸入電壓進(jìn)行脈沖調(diào)制，從而實(shí)現(xiàn)電壓變換、輸出電壓可調(diào)和自動(dòng)穩(wěn)壓。常用開關(guān)穩(wěn)壓電源電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且難于實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓數(shù)字化調(diào)節(jié)，本文介紹一種以LM5117為核心降壓芯片的直流穩(wěn)壓電源，該電源設(shè)計(jì)簡單，可實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)壓數(shù)字化調(diào)節(jié)且工作效率較高。

1 電源整體設(shè)計(jì)

1.1 設(shè)計(jì)要求

輸出電壓偏差|UO|≤100mV；

最大輸出電流IO≥3A；

輸出紋波Uopp≤50mV；

負(fù)載調(diào)整率Si≤5%；

電壓調(diào)整率Sv≤0.5%；

效率η≥85%；

重量小于0.2kg；

具備過流保護(hù)和負(fù)載識(shí)別功能。

1.2 設(shè)計(jì)方案

本開關(guān)穩(wěn)壓電源主要由電流檢測(cè)部分、過流保護(hù)部分、降壓部分、負(fù)載識(shí)別部分和輸出電壓調(diào)節(jié)部分組成，其工作原理框圖如圖1所示。直流穩(wěn)壓電源輸出固定16V，經(jīng)過LM5117為核心的Buck電路輸出穩(wěn)定可調(diào)電壓，在輸出電路中串入電流檢測(cè)模塊送入單片機(jī)A/D采集并判斷電流是否大于動(dòng)作電流，在Buck電路輸出端增加一個(gè)負(fù)載識(shí)別端口，外接電位器按U0=R/1k得到輸出電壓設(shè)定值，由單片機(jī)D/A控制輸出電壓到達(dá)設(shè)定值，構(gòu)成閉合控制回路，其電路原理圖如圖2所示。

2 開關(guān)電源的組成部分設(shè)計(jì)

2.1 降壓電路

采用LM5117組成的DC-DC電路，其中LM5117是同步降壓控制器，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩(wěn)壓器應(yīng)用；其控制方法是基于仿真電流斜坡的電流模式控制，而電流模式控制具有固定的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環(huán)路補(bǔ)償?shù)墓δ埽敵黾y波電壓小、效率可高達(dá)93%可很好滿足要求。

2.2 過流保護(hù)電路

LM5117一腳UVLO是欠壓鎖定編程引腳，我們采用軟件調(diào)控來實(shí)現(xiàn)電流過保護(hù)，通過控制芯片一腳的電壓來控制芯片的工作狀態(tài)。利用INA271高端檢測(cè)，通過接入電阻恒定為50mΩ的康銅絲采樣電壓從而算出電流。將INA271采樣輸出電壓送入單片機(jī)A/D采集，判斷計(jì)算出的電路電流是否大于動(dòng)作電流值，過流時(shí)通過P3.1輸出低電平至Uvlo腳，芯片停止工作實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。該方案可行性高且可減小整個(gè)裝置質(zhì)量，減小系統(tǒng)效率，如圖3所示。

2.3 降低紋波

注：Vro為總紋波大小，紋波是疊加在直流電壓的交流部分。ESR為 C的的等效串聯(lián)電阻。

由公式可知三種減小紋波電壓的方法：

（1）適當(dāng)增大開關(guān)頻率，但此做法回事系統(tǒng)功耗增加，電源效率降低；

（2）減小ESR，可選擇若干電解電容，瓷片電容并聯(lián)ESR的值只有幾十毫歐，此方法有效減小紋波的同時(shí)可提高電容量，即增加輸出濾波電路電感可在一定范圍內(nèi)盡量大；

（3）采用πLC濾波電路也可有效降低輸出端紋波大小。

2.4 DC-DC變換

采用非隔離型Buck電路，以LM5117為核心，由開關(guān)管CSD18532，電感，電容組成。由兩個(gè)開關(guān)管交替導(dǎo)通將輸入直流電壓變化成矩形波，空載時(shí)滿足（W為空占比），當(dāng)負(fù)載接入時(shí)，輸出電壓通過店主分壓反饋到芯片F(xiàn)b腳，保持輸出電壓為穩(wěn)定可調(diào)電壓。

2.5 穩(wěn)壓控制

如圖4所示，自LM5117的FB引腳輸出的電阻分壓信號(hào)可設(shè)定輸出電壓電平在一定范圍內(nèi)變化，F(xiàn)B引腳的調(diào)節(jié)閾值為0.8V。設(shè)定R0為1.2k，由電路圖可以確定DA輸入U(xiǎn)i和輸出UO間的關(guān)系為：

，通過確定R1，R2的阻值進(jìn)行優(yōu)化即可穩(wěn)定輸出連續(xù)的電壓值，以實(shí)現(xiàn)輸出電壓的數(shù)字化控制。

3 電路設(shè)計(jì)

3.1 A/D采集電路

采用12位串行輸入模數(shù)轉(zhuǎn)換器TLC2543，此芯片使用開關(guān)電容逐次逼近技術(shù)完成A/D轉(zhuǎn)換過程，串行輸入結(jié)構(gòu)可以節(jié)省單片機(jī)I/O口資源，分辨率較高，在儀器儀表中有較為廣泛的應(yīng)用。

3.2 D/A輸出電路

采用TI公司生a的帶有緩沖基準(zhǔn)輸入的雙路12位數(shù)模轉(zhuǎn)換器TLV5618，輸出電壓為基準(zhǔn)電壓的兩倍，且單調(diào)變化。REF5040提供精準(zhǔn)參考電壓4.096V。數(shù)字輸入端帶有斯密特觸發(fā)器，具有較高的噪聲抑制能力。

4 運(yùn)行結(jié)果測(cè)試

4.1 器件選擇

由各種計(jì)算分析選擇開關(guān)頻率Fsw=1000kHz，定時(shí)電阻Rt=51K，輸出電感 Lo=22μH，電流檢測(cè)電阻Rs=5mΩ，輸出電容采用4個(gè)47μF電容并聯(lián)Cout=235μF，輸出分壓器Rfb1=1.45K，Rfb2=6.2K，電位調(diào)節(jié)器處處電壓為5V，F(xiàn)cross=10K，Rcomp=27.4K，Ccomp=15nf。

4.2 方案測(cè)試

采用控制單一變量的方法對(duì)上述設(shè)計(jì)進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試結(jié)果該開關(guān)穩(wěn)壓電源不僅滿足設(shè)計(jì)要求，而且在此要求的基礎(chǔ)上更加優(yōu)化即輸出電壓偏差|Uo|≤35mV，最大輸出電流Io=3.2A，負(fù)載調(diào)整率Si=0.002，電壓調(diào)整率Sv=0.002，系統(tǒng)效率η=92.8%。

5 結(jié)論

本開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)核心是LM5117芯片，通過實(shí)際設(shè)計(jì)表明，以LM5117為核心設(shè)計(jì)的降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源DC-DC的轉(zhuǎn)換率高達(dá)93%，具有廣泛的使用價(jià)值。

參考文獻(xiàn)

[1]P.R.Gray and R.G.Meyer.Analysis and Design of Analag Intergrated Circuits.3rd John Wiley&Sons，New York，1993.

[2]戶川活朗著.實(shí)用電源電路設(shè)計(jì)――從整流電路到開關(guān)穩(wěn)壓器[M].北京：科學(xué)出版社，2011.

[3]康華光主編.電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].北京：高等教育出版社，2005.

[4]吳慎山主編.電子線路設(shè)計(jì)與實(shí)踐[M].北京：電子工業(yè)出版社，2011.

[5]臧春華主編.電子線路設(shè)計(jì)與應(yīng)用[M].北京： 高等教育出版社，2012.

篇3

【關(guān)鍵字】 DC-DC變換器 LM5117 CSD18532KCS MOS場(chǎng)效應(yīng)管

一、系統(tǒng)方案論證

開關(guān)電源方案采用LM5117用于高側(cè)MOSFET的CSD18563以及用于低側(cè)MOSFET的CSD18532 （X2）。該方案適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩(wěn)壓器應(yīng)用。其控制方法采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環(huán)路補(bǔ)償?shù)墓δ?。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調(diào)制電路對(duì)噪聲的敏感度，有助于實(shí)現(xiàn)高輸入電壓應(yīng)用所必需的極小占空比的可靠控制，同時(shí)不會(huì)影響輸出紋波。

電流恒定控制采用場(chǎng)效應(yīng)管CSD18532KCS構(gòu)成壓控恒流源，再由LM5117芯片控制DC-DC實(shí)現(xiàn)降壓變換。該方案可以實(shí)現(xiàn)電壓線控制電源，增加了執(zhí)行效率提高恒流效果。擁有超低的QG、QGD、雪崩額定值和邏輯電平等優(yōu)點(diǎn)，并且不會(huì)影響輸出紋波，輸出電流波動(dòng)較小。本文的過流保護(hù)如圖1所示，調(diào)整下MOS管Q2的源極電阻R14使輸出電流≥3.1A時(shí)，電路進(jìn)入打嗝模式，啟動(dòng)限流保護(hù)。

二、電路設(shè)計(jì)

LM5117包含一個(gè)雙電平UVLO（欠壓鎖定）電路。當(dāng)UVLO低于0.4V時(shí)，LM5117處于關(guān)斷模式。關(guān)斷比較器可提供100 MV的遲滯，以避免轉(zhuǎn)換過程中的跳動(dòng)（CHATTER）。當(dāng)UVLO引腳的電壓高于0.4V，但低于1.25V時(shí)，控制器處于待機(jī)模式。在待機(jī)狀態(tài)下，VCC偏置穩(wěn)壓器被激活，而 HO和LO驅(qū)動(dòng)器被禁用，SS引腳保持低電平。此功能允許通過一個(gè)集電極開路或漏極開路器件將 UVLO引腳拉至低于0.4V，以實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程關(guān)斷功能。當(dāng)VCC引腳超過其欠壓鎖定閾值，且UVLO引腳電壓高于1.25V時(shí)，HO和LO驅(qū)動(dòng)器被啟用，并開始正常運(yùn)行。

此處直接選取13.5V電壓能正常開機(jī)即可，根據(jù)UVLO=1.25V，這里選取電阻RUV2為91K，RUV1=10K，使得U=1.25*（91K+10K）/10K，即UIN>12.6V，此電路即可工作。

在MOS管導(dǎo)通的時(shí)間里，電感L會(huì)將通過的電流轉(zhuǎn)換為磁能，把能量貯存起來。電容C將通過電感L的那部分電流轉(zhuǎn)化為電荷貯存起來。在MOS管截止的時(shí)間里，電感L會(huì)產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)，將其輸送給負(fù)載R并與續(xù)流二極管D組成回路，同時(shí)電容C將電荷轉(zhuǎn)換成電流向負(fù)載供電。

三、系統(tǒng)測(cè)試

為了減少誤差，測(cè)試方案采用，多次重復(fù)測(cè)試的方法進(jìn)行。測(cè)量電路點(diǎn)如圖2所示（3、4、5、6、7為測(cè)量點(diǎn)）：

額定輸入電壓下，產(chǎn)品主要做了以下5組測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如表1所示：

由表1可知：

①|(zhì)？UO|在0.01～0.03V之間，符合|？UO|=|5V-UO| ≤100MV的設(shè)計(jì)要求；

②IOMAX在3.00～3.01之間，符合額定輸入電壓下，最大輸出電流：IO≥3A的設(shè)計(jì)要求；

③輸出噪聲紋波電壓峰峰值UOPP在32MV～40 MV之間。符合UOPP≤50MV（UIN=16V，IO=IOMAX）的設(shè)計(jì)要求；

參 考 文 獻(xiàn)

[1]侯振義.直流開關(guān)電源技術(shù)及應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社.2015，P17-39.

[2]張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M].電子工業(yè)出版社，2011，P35-58.

[3]王水平，付敏江.開關(guān)穩(wěn)壓電源.原理、設(shè)計(jì)與實(shí)用電路.[M]西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2009，P127-136.

篇4

關(guān)鍵詞：DX600 發(fā)射機(jī) 電源系統(tǒng) 濾波電路 電解電容

中圖分類號(hào)：TN838 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1007-9416(2012)02-0087-02

1、前言

我臺(tái)DX600中波發(fā)射機(jī)是美國HARRIS公司生產(chǎn)的由3個(gè)PB（Power Block）組成的水冷式全固態(tài)數(shù)字調(diào)幅發(fā)射機(jī)，其用于射頻功率放大器的250V直流電源是由可控硅Q1～Q6以及阻流圈和很多濾波電容組成的整流濾波電路提供的。 今年我臺(tái)兩個(gè)PB功率單元經(jīng)常出現(xiàn)35A電源保險(xiǎn)燒壞導(dǎo)致功率降低的故障，為了確保播出的安全穩(wěn)定，我們對(duì)故障進(jìn)行了深入分析和研究，查找故障產(chǎn)生的原因，解決了這個(gè)影響安全播出的技術(shù)問題?，F(xiàn)將我們對(duì)故障的分析處理過程介紹如下。

2、電源保險(xiǎn)故障的分析

2.1 故障現(xiàn)象

DX600中波發(fā)射機(jī)正常播音時(shí)，每個(gè)PB的載波功率為200kW，若出現(xiàn)35A電源保險(xiǎn)故障，那個(gè)PB的LED板上功放模塊電源故障指示燈變紅，功率會(huì)突然下降到187kW甚至更低，如果保險(xiǎn)燒壞過多，還可能導(dǎo)致PB自動(dòng)關(guān)斷。

2.2 故障的判斷與查找

射頻放大器故障檢測(cè)電路如圖1所示，如果這條通路上8塊放大器中的任何一塊出現(xiàn)了保險(xiǎn)故障或無電壓輸入，會(huì)造成A點(diǎn)的電壓偏低，比較器U34的輸出端就送出一個(gè)低電平故障信號(hào)，使調(diào)制編碼板上保險(xiǎn)故障指示燈DS6變紅，同時(shí)也送到LED板，使LED板上的功放模塊電源故障指示燈變紅。

找到DS6亮紅燈的那一塊調(diào)制編碼板，用萬用表測(cè)量板上TP2、TP16、TP17和TP18測(cè)試點(diǎn)的電壓，發(fā)現(xiàn)TP16的電壓為2.5V，正常時(shí)為9.5V左右，對(duì)照?qǐng)D紙可以找到這個(gè)測(cè)試點(diǎn)對(duì)應(yīng)8塊射頻放大器。認(rèn)真觀察發(fā)現(xiàn)其中有4塊保險(xiǎn)故障指示燈不亮（正常工作時(shí)微亮，有保險(xiǎn)故障時(shí)亮紅燈），DS3工作指示燈正常。至此，基本可以確定故障是射頻放大器前端的35A電源保險(xiǎn)開路造成的。倒兩并機(jī)播出，關(guān)斷PB電源，更換保險(xiǎn)可以排除故障。

但是，接下來的一段時(shí)間，PB2經(jīng)常出現(xiàn)這個(gè)故障，甚至一次會(huì)有很多個(gè)35A保險(xiǎn)燒壞，導(dǎo)致PB2功率下降過多而自動(dòng)脫機(jī)。為此，我們對(duì)故障進(jìn)行進(jìn)一步進(jìn)行分析。

3、產(chǎn)生故障根本原因的分析

(1)估算35A保險(xiǎn)通過的平均電流，單個(gè)PB不加調(diào)制信號(hào)，高功率200kW開機(jī)時(shí)，功放電壓為250V，電流約為830A，有103塊射頻放大器工作，每個(gè)35A保險(xiǎn)給4塊射頻放大器供電，其平均電流：

由此可以看出， 35A保險(xiǎn)的工作電流低于額定值，正常情況下不會(huì)燒壞。我臺(tái)發(fā)射機(jī)每天播音18個(gè)小時(shí)，歷年來燒壞的35A保險(xiǎn)還不到20只。所以，我們應(yīng)該再分析電源系統(tǒng)，查找產(chǎn)生故障的原因。

(2)功放單元用的250V直流電源整流電路如圖2所示。從變壓器來的3相197V交流電通過6個(gè)可控硅變成直流，為了減少紋波分量，在整流電路與負(fù)載之間接入了LC濾波電路，濾波阻流圈L對(duì)交流分量具有很大的感抗，起到抑制交流成份的作用；與地并聯(lián)的濾波電容C對(duì)交流成份阻抗很小，進(jìn)一步濾除交流分量，從而使輸出到負(fù)載上的電壓波動(dòng)很小。 圖2 250V直流電源整流電路簡圖

射頻放大器供電通路如圖3所示，整流后的250V電源先接到保險(xiǎn)板，經(jīng)過8個(gè)35A的保險(xiǎn)提供8路輸出，每一路輸出對(duì)地并聯(lián)一只5100uF濾波電容，然后給4塊射頻放大器供電。這些5100uF的電容(共有55個(gè))就是250V整流電路中主要的濾波電容。

(3)電容充放電特性公式為：

du為電路中的紋波電壓，dt為充放電時(shí)間。

由公式可以看出：紋波電壓變大會(huì)電容導(dǎo)致充放電電流變大，再加上射頻放大器的工作電流，導(dǎo)致保險(xiǎn)的工作電流大于額定值，燒壞保險(xiǎn)。

(4)整流電路中電解電容不同于其他元器件，其工作壽命是有限的。正常情況下，環(huán)境溫度越高，通過的紋波電流越大，電容的使用壽命就越短，其中溫度的影響最為重要。如我們使用的一般電解電容，在紋波電流為額定值，環(huán)境溫度40℃時(shí)，使用壽命為80000小時(shí)，而85℃時(shí),使用壽命僅為1000小時(shí)。

電解電容的失效一般有三種情況。(1)早期失效，這往往是由于制造工藝缺陷或安裝使用不當(dāng)造成的。(2)正常使用時(shí)的隨機(jī)失效，這時(shí)電容的失效率很低，一般表現(xiàn)為容量緩慢減少，ESR逐漸變大，這些均是電解液減少而造成的。(3)達(dá)到使用壽命后的失效。這是電解電容性能急聚惡化，失效率迅速變大。

3、故障的處理以及一些維護(hù)經(jīng)驗(yàn)

根據(jù)上述分析可以判斷出，35A電源保險(xiǎn)燒壞，就是因?yàn)橛糜跒V波的部分電解電容失效，導(dǎo)致正常電容充放電流過大造成的。我們對(duì)PB2機(jī)柜的電容進(jìn)行測(cè)量，發(fā)現(xiàn)55個(gè)用于250V電源濾波的電容僅有13個(gè)容值在4000uF以上,其他的42個(gè)已經(jīng)完全失效，占77%，總的容值不到標(biāo)稱容值的20%，擴(kuò)展機(jī)柜更是僅有2個(gè)正常。拆卸下來幾只電容，發(fā)現(xiàn)重量明顯較輕，里面電解液已經(jīng)很少，晃動(dòng)時(shí)有聲音，用電容表測(cè)量，無電容值，已經(jīng)完全失效。

經(jīng)檢查，經(jīng)常燒壞保險(xiǎn)的部位電容都是正常的（多在左機(jī)柜和中機(jī)柜），而電容完全失效的部位則沒有燒壞過保險(xiǎn)（擴(kuò)展機(jī)柜），這個(gè)上述分析完全一致。

因此，要徹底解決電源保險(xiǎn)經(jīng)常燒壞的問題，必需換掉那些已經(jīng)失效的濾波電容。由于備份的電容有限，每天還要維持近18個(gè)小時(shí)的播音，我們先進(jìn)行了部分更換，在對(duì)每個(gè)PB更換了約20個(gè)新的電容后，發(fā)射機(jī)已經(jīng)能正常工作，加測(cè)試信號(hào)至90%調(diào)幅，也沒有再出現(xiàn)燒壞保險(xiǎn)的現(xiàn)象，測(cè)三大電聲指標(biāo)均有所提高。

對(duì)DX600中波發(fā)射機(jī)來說，當(dāng)高功率運(yùn)行時(shí)，若出現(xiàn)有高調(diào)制度導(dǎo)致35A保險(xiǎn)燒壞的現(xiàn)象，則表明有濾波電容失效了，需要對(duì)其進(jìn)行檢查，如不及時(shí)處理，會(huì)造成電容失效加快和保險(xiǎn)大量燒壞的后果。

高序位射頻放大器供電的電路中的電容更容易失效，這是因?yàn)楦咝蛭坏姆糯笃鏖_通關(guān)斷更為頻繁，電容充放電次數(shù)多造成的。

篇5

關(guān)鍵詞：LM25085；寬輸入范圍；大占空比

引言

LM25085是一個(gè)汽車級(jí)的產(chǎn)品，應(yīng)用溫度可達(dá)（-40℃-125℃），其輸入電壓范圍很廣，并且不需要環(huán)路補(bǔ)償因此具有超快的瞬態(tài)響應(yīng)，其工作模式為恒定導(dǎo)通時(shí)間工作狀態(tài)[1]，工作頻率最大可達(dá)到1MHz，輸出電壓從1.25V開始可調(diào)，具有內(nèi)部的軟啟動(dòng)計(jì)時(shí)器；其檢測(cè)輸出電流的方法有兩種，一是通過檢測(cè)MOSFET的導(dǎo)通電阻或者是通過檢測(cè)串聯(lián)在電路中的很小電阻的導(dǎo)通壓降來進(jìn)行過流判斷[2]。

本文所設(shè)計(jì)的電路輸入電壓最低為28V，最高為28.5V，輸出電壓要求穩(wěn)定在27.6V對(duì)蓄電池進(jìn)行充電，占空比最大可達(dá)到98.6%。由于本文設(shè)定條件降壓幅度很小，所以如果用N型MOS管，其正向?qū)▔航稻蜁?huì)有可能導(dǎo)致其無法降壓0.4V，而且大多數(shù)的N型MOS管控制芯片都有最大占空比限制，故而不能達(dá)到100%[3-4]。因此本文選擇P型MOS管控制芯片LM25085，選擇的MOS管型號(hào)為IRF4906。

1.1 管腳功能介紹

芯片詳細(xì)內(nèi)部框圖在參考文獻(xiàn)[1]中給出，在此主要介紹各引腳：

1腳，ADJ：電流限制調(diào)節(jié)管腳，電流限制閾值由從VIN到ADJ的一個(gè)外部電阻器中設(shè)置，這個(gè)電阻可以外接一個(gè)小電阻也可以通過MOS管的導(dǎo)通電阻。

2腳，RT：導(dǎo)通時(shí)間控制和關(guān)機(jī)，VIN到RT的外部電阻設(shè)置降壓開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間和開關(guān)頻率。 將此引腳接地會(huì)關(guān)閉控制器。

3腳，F(xiàn)B：電壓反饋穩(wěn)壓輸出，輸入到調(diào)節(jié)和過電壓比較器。調(diào)節(jié)電平為1.25V。

4腳，GND：電路接地，所有內(nèi)部電路的接地參考。

5腳，ISEN：用于電流限制檢測(cè)的電流檢測(cè)輸入，使用RDS（ON）檢測(cè)電流時(shí)，連接到PFET漏極。使用電流檢測(cè)電阻時(shí)，連接到PFET源極和檢測(cè)電阻。

6腳，PGATE：柵極驅(qū)動(dòng)器輸出，連接到外部PFET的柵極。

7腳，VCC：柵極驅(qū)動(dòng)器偏置穩(wěn)壓器的輸出，負(fù)電壓穩(wěn)壓器的輸出（相對(duì)于VIN）偏置PFET柵極驅(qū)動(dòng)器。

8腳，VIN：輸入電源電壓，工作輸入范圍為4.5V至42V。

1.2 ⑹選型計(jì)算

導(dǎo)通時(shí)間計(jì)算： ，求得RT=1.43MΩ；

工作頻率計(jì)算：

求得工作頻率為120KHz；

限流閾值：LM25085限流通過檢測(cè)Q1的RDS（ON）或在主回路的檢測(cè)電阻上面的壓降，并將其與電阻器RADJ上的電壓進(jìn)行比較。當(dāng)使用檢測(cè)電阻時(shí)，電流限制功能在溫度上更準(zhǔn)確和穩(wěn)定，MOSFET的RDS（ON）具有寬的工藝變化和大的溫度系數(shù)，因此本文采用檢測(cè)電阻。計(jì)算公式為： 。選擇Rsen=10mΩ，Radj=2.4KΩ。

輸出濾波電感：紋波電流為電感電流斜坡的峰峰值，在設(shè)計(jì)中電感的選擇應(yīng)保證紋波電流小于規(guī)定值。一般規(guī)定要小于輸出電流的20%，即？駐I=20%IO。此時(shí)濾波電感滿足：

把電路參數(shù)代入上式得濾波電感L=4.5uH。

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

以上為Buck電路的測(cè)試波形，從圖中可看驅(qū)動(dòng)與輸出波形基本穩(wěn)定，輸出紋波很小效率在97%以上，滿足了設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié)束語

本文基于LM25085的控制芯片，進(jìn)行了大占空比條件下的Buck電路的設(shè)計(jì)，首先對(duì)芯片的參數(shù)進(jìn)行了理論計(jì)算，根據(jù)計(jì)算進(jìn)行器件選型，然后繪制電路板并進(jìn)行上電老化測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明設(shè)計(jì)過程參數(shù)選擇基本合理，完成了設(shè)計(jì)要求。

參考文獻(xiàn)

[1]TI. SLUS593D. AN-2157 Constant Current Constant Voltage Buck Converter With LM25085[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2013.

[2]TI.LM25085 42V Constant On-Time PFET Buck Switching Controller[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2008.

篇6

關(guān)鍵詞單片機(jī);數(shù)控

中圖分類號(hào)TM4文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼A文章編號(hào)1673-9671-(2010)041-0007-01

本文所設(shè)計(jì)的數(shù)控電流源采用PIC16F877A單片機(jī)為核心部件,鍵盤、顯示、D/A、開關(guān)電源等模塊為電路。

1設(shè)計(jì)要求和總體設(shè)計(jì)思路

1.1設(shè)計(jì)要求

本設(shè)計(jì)要求:輸入220V,輸出最高12V;通過鍵盤控制輸出電流,步長為0.01A;采用LED顯示輸出電流,精度為0.02A;電流源穩(wěn)流范圍為(0.2-1)A。

1.2總體設(shè)計(jì)思路

本設(shè)計(jì)采用開關(guān)電源,以達(dá)到輸出范圍和精度以及紋波的要求。根據(jù)系統(tǒng)要求,采用D/A轉(zhuǎn)換后,接運(yùn)算放大器構(gòu)成的功率放大來控制D/A的輸入,從而控制電流值的方法。本系統(tǒng)主要由數(shù)控部分、電源部分和鍵盤顯示電路組成。系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

圖1數(shù)控電流源原理框圖

2硬件電路設(shè)計(jì)及軟件選擇

根據(jù)數(shù)控電流源的設(shè)計(jì)要求,系統(tǒng)主要由控制模塊、電源模塊、D/A模塊及鍵盤顯示模塊構(gòu)成。

2.1控制模塊的選擇

本設(shè)計(jì)采用的是PIC16F877A單片機(jī)控制。與AT89C51單片機(jī)相比,PIC16F877A采用哈佛結(jié)構(gòu),能實(shí)現(xiàn)指令的單指節(jié)化,有精簡指令集技術(shù),尋址方式簡單,I/O口驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng),具備I2C和SPI串行總線端口,電路簡潔,不僅便于開發(fā),而且還可節(jié)省用戶的電路板空間和制造成本。程序保密性強(qiáng),有低功耗、寬電壓設(shè)計(jì),能將相當(dāng)一部分器件結(jié)合到一起,使用方便,抗干擾性能提高。

2.2電源模塊的選擇

電源模塊一般主要采用全橋整流加電容濾波電路、三端穩(wěn)壓集成電路外接擴(kuò)流管和開關(guān)電源電路。全橋整流加電容濾波電路廣泛應(yīng)用于一些要求不太高的直流電流源中,其驅(qū)動(dòng)能力和后級(jí)的濾波電容有關(guān),該電路顯著的特點(diǎn)就是能夠比較好的滿足電流的瞬態(tài)相應(yīng),而如果負(fù)載要求持續(xù)的大電流輸出,該電路將無能為力。三端穩(wěn)壓集成電路外接擴(kuò)流管既利用了穩(wěn)壓集成塊良好的穩(wěn)壓性能,又能夠有一定的電流輸出,在一些高精度的線性穩(wěn)壓電源中被廣泛采用,但是效果較差。開關(guān)電源的功率器件工作在開關(guān)狀態(tài),功率損耗小、效率高。與之相配套的散熱器體積大大減小,同時(shí)脈沖變壓器體積比工頻變壓器小了很多。因此采用開關(guān)電源的電流源具有效率高、體積小、重量輕等優(yōu)點(diǎn)。

由于本設(shè)計(jì)對(duì)電源的要求比較高,尤其體現(xiàn)在對(duì)電源的功率和紋波電壓的要求上。因此,在這里采用的是開關(guān)電源電路。

2.3D/A轉(zhuǎn)換模塊的選擇

TLC5615為美國德州儀器公司1999年推出的產(chǎn)品,是具有串行接口的數(shù)模轉(zhuǎn)換器,其輸出為電壓型,最大輸出電壓是基準(zhǔn)電壓值的兩倍。帶有上電復(fù)位功能,即把DAC寄存器復(fù)位至全零。它是串行輸入的10位高精度D/A轉(zhuǎn)換器,因此經(jīng)轉(zhuǎn)換的最終輸出電壓可以達(dá)到0V～10V。10位D/A,分辨率為1/2048,選采樣電阻為15kΩ,D/A輸出的分辨率能實(shí)現(xiàn)步進(jìn)0.01A。

2.4軟件的選擇

Protel 99 SE軟件設(shè)計(jì)系統(tǒng)是一套建立在IBM PC兼容機(jī)環(huán)境下的EAD電路集成設(shè)計(jì)軟件平臺(tái)。它具有電路原理圖設(shè)計(jì)、PCB(印制電路板)設(shè)計(jì)、電路的層次化設(shè)計(jì)、報(bào)表制作、電路仿真以及邏輯器件設(shè)計(jì)等功能。

Microchip公司為PIC系列單片機(jī)配備了功能強(qiáng)大的軟件集成開發(fā)系統(tǒng)Mp lab,該軟件是一個(gè)集成多種單片機(jī)應(yīng)用開發(fā)工具軟件于一體的、功能完備的軟件包。

本文采用Protel 99 SE軟件設(shè)計(jì)系統(tǒng)進(jìn)行PCB板的設(shè)計(jì),Mp lab進(jìn)行系統(tǒng)仿真。

3數(shù)控電流源的單片機(jī)程序?qū)崿F(xiàn)

本文所采用的PIC16F877A單片機(jī)是Microchip公司開發(fā)的新產(chǎn)品,具有FLASH編程的功能,可以直接在單片機(jī)上進(jìn)行如暫停CPU執(zhí)行,觀察寄存器內(nèi)容等操作,是目前應(yīng)用最廣泛的一種PIC單片機(jī)。

單片機(jī)程序所要實(shí)現(xiàn)的功能是:獨(dú)立鍵盤對(duì)PIC16F877A單片機(jī)輸入數(shù)據(jù),PIC16F877A單片機(jī)對(duì)獲得的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,并送到10位數(shù)模轉(zhuǎn)換器TLC5615,實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的控制。

在這里采用的是C語言編程,其優(yōu)點(diǎn)是編寫代碼效率高、軟件調(diào)試直觀、維護(hù)升級(jí)方便、代碼的重復(fù)利用率高、便于跨平臺(tái)的代碼移植等。主程序流程圖如圖2所示。

圖2主程序流程圖

表1實(shí)測(cè)部分輸入電流與實(shí)際輸出電流值及誤差

4系統(tǒng)測(cè)試

本設(shè)計(jì)要求輸出電流范圍為0.2A-1A,恒流源模塊采樣電阻兩端電壓為200mV-2000mV,由電壓值可以推算出數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊的參考電壓|Vref|至少為2V(Vref

表1所列的測(cè)試結(jié)果表明,本設(shè)計(jì)輸出的最大誤差為當(dāng)輸入電流為32mA時(shí),輸出電流為33mA,誤差為1mA。而題目中發(fā)揮部分要求輸出電流變化的絕對(duì)值≤輸出電流的0.1%+1mA,即1.032,所以本設(shè)計(jì)測(cè)量出來的誤差值達(dá)到了設(shè)計(jì)要求規(guī)定的誤差值。

5結(jié)論

篇7

【關(guān)鍵詞】地震數(shù)據(jù)采集；濾波系統(tǒng)；測(cè)試驗(yàn)證

隨著近代電子技術(shù)的發(fā)展，地球物理勘探技術(shù)在不斷進(jìn)步，作為最重要的地球物理勘探方法―地震勘探也在飛速的發(fā)展，無論是數(shù)據(jù)采集技術(shù)、儀器的升級(jí)改造方面，都得到了很大程度的提升。野外地震數(shù)據(jù)采集是地震勘探最重要的過程，它包括對(duì)地震信號(hào)的采集、地

震信號(hào)的放大和濾波處理、信號(hào)的預(yù)存儲(chǔ)，能否在數(shù)據(jù)采集過程中消除干擾，高精度地采集到所需要的有效信號(hào)，是后期數(shù)據(jù)的正確處理和解譯的關(guān)鍵，通常采用一定性能的濾波器對(duì)噪聲信號(hào)進(jìn)行處理，本設(shè)計(jì)結(jié)合當(dāng)前地震勘探數(shù)據(jù)采集處理的要求和電子技術(shù)發(fā)展的現(xiàn)狀，設(shè)計(jì)了基于FPGA的信號(hào)濾波系統(tǒng)。

1.濾波系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

地震數(shù)據(jù)采集的關(guān)鍵是地震波信號(hào)，它是地震勘探時(shí)利用人工激發(fā)產(chǎn)生的，在彈性不同的地層內(nèi)傳播規(guī)律來勘探地下地質(zhì)情況的信號(hào)。

由圖1可以看出，野外數(shù)據(jù)采集過程中能否消除干擾，高精度地采集到所需要的有效信號(hào)，是后期數(shù)據(jù)的正確處理和解譯的關(guān)鍵，地震數(shù)據(jù)解譯的正確與否又關(guān)系到后續(xù)工作的開展。數(shù)字濾波器主要有無限沖激響應(yīng)數(shù)字?jǐn)?shù)字濾波器（IIR數(shù)字濾波器）和有限沖激響應(yīng)數(shù)字濾波器（FIR數(shù)字濾波器）。與IIR數(shù)字濾波器相比，F(xiàn)IR數(shù)字濾波器最顯著的優(yōu)點(diǎn)就是可以在設(shè)計(jì)任意幅頻特性的同時(shí)，保證了嚴(yán)格的線性相位。線性相位對(duì)于一些性能較高的系統(tǒng)是非常重要的，所以FIR濾波器較IIR濾波器在現(xiàn)代信號(hào)處理中獲得了廣泛的應(yīng)用。

1.1 FIR濾波器實(shí)現(xiàn)原理

FIR濾波器是指系統(tǒng)的單位沖擊響應(yīng)僅在有限的范圍內(nèi)有非零值的濾波器。FIR系統(tǒng)只有零點(diǎn)，因此這類系統(tǒng)不像IIR系統(tǒng)那樣易取得比較好的通帶和阻帶衰減特性。但FIR系統(tǒng)有自己突出的優(yōu)點(diǎn)為易實(shí)現(xiàn)精確地線性相位，F(xiàn)DAtool為MATLAB自帶工具軟件，適合的濾波器結(jié)構(gòu)為直接型結(jié)構(gòu)，如圖2所示。

對(duì)應(yīng)FDAtool工具箱對(duì)應(yīng)FIR濾波器為卷積型結(jié)構(gòu)，關(guān)鍵求出系統(tǒng)單位沖擊響應(yīng)。系統(tǒng)函數(shù)為：

式中：N為濾波器階數(shù)；為輸出信號(hào)；為濾波器系數(shù)；為濾波后信號(hào)；

基于微處理器平臺(tái)編寫程序用迭代法簡單方便，把公式（2）展開，初始輸出前N個(gè)點(diǎn)數(shù)據(jù)有一定誤差，當(dāng)輸入數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)大于濾波器階數(shù)N時(shí)，輸出濾波指標(biāo)達(dá)到系統(tǒng)要求。

1.2 FIR濾波器硬件實(shí)現(xiàn)

作為地震儀的核心，整個(gè)采集濾波系統(tǒng)主要包括兩部分：前端的預(yù)處理模塊和濾波器模塊。該系統(tǒng)的主要任務(wù)是根據(jù)實(shí)際野外勘探要求，對(duì)檢波器采集到的地震數(shù)據(jù)進(jìn)行噪聲濾波處理，以獲取有效的地質(zhì)構(gòu)造概括等相關(guān)信息。實(shí)際中理想采樣是不存在的。在實(shí)際采樣系統(tǒng)中，信號(hào)經(jīng)過采樣后，其頻率分量隨著頻率的的增加而不斷的衰減，且在等于采樣頻率一半處衰減為零。所以在不做均衡的情況下，必須保證采樣頻率足夠高。本文設(shè)計(jì)的FIR數(shù)字濾波器為低通濾波器，采樣率為4M，截止頻率為500kHz。因此采樣保持電路的驅(qū)動(dòng)時(shí)鐘頻率為4MHz這里信號(hào)恢復(fù)低通濾波器截止頻率選取為1.3M低通濾波器，這是結(jié)合理論和實(shí)驗(yàn)得到的。硬件原理圖如圖3所示。

2.濾波系統(tǒng)的測(cè)試與分析

2.1 測(cè)試方法

輸入不同頻率的正弦波，觀測(cè)輸出正弦波的幅度，同時(shí)比較輸入、輸出波形，得出輸入、輸出波形的相位差。

由于輸出波形肯定滯后于輸入波形，所以相位差必然為負(fù)數(shù)。為了更精確的得到相位關(guān)系，測(cè)試時(shí)不直接在示波器上測(cè)試，而是將數(shù)字示波器各組波形存儲(chǔ)在計(jì)算機(jī)上，在計(jì)算機(jī)上采用示波器軟件Ultrascope，用時(shí)間軸測(cè)出兩個(gè)對(duì)應(yīng)的峰值的時(shí)間差，根據(jù)輸入正弦頻率的，計(jì)算出相位差。如圖4所示，輸入正弦頻率60KHz，輸出應(yīng)該滯后與輸入波形，用兩個(gè)時(shí)間軸分別對(duì)準(zhǔn)輸入輸出信號(hào)對(duì)應(yīng)的波峰，讀出時(shí)間差為12.47us，那么這兩個(gè)波形的相位差為-269.352。本文中測(cè)量相位差時(shí)均先記錄相位差的范圍為0°到-360°，這是由于小于-360°可以等效在0°到-360°范圍內(nèi)的相位差。理論設(shè)計(jì)的數(shù)字濾波器相頻特性表明，該濾波器在阻帶截止頻率內(nèi)有線性相位，因此只測(cè)試輸入信號(hào)頻率小于600kHz的樣本的相位差。

2.2 測(cè)試結(jié)果及數(shù)據(jù)分析

如圖4所示，濾波器的輸入和輸出波形均為正弦波，無明顯失真。說明濾波器在處理單頻信號(hào)時(shí)，引入其他諧波干擾在合理范圍內(nèi)。在測(cè)試FIR濾波器時(shí)，輸入正弦信號(hào)幅度為1.0V，輸入信號(hào)的步進(jìn)為20kHz。但是由于示波器的測(cè)量數(shù)據(jù)可能與信號(hào)源顯示數(shù)據(jù)不同，再加上示波器的線可能衰減高頻信號(hào)，所以輸入信號(hào)的幅度必須測(cè)量，根據(jù)測(cè)試得到的數(shù)據(jù)可以畫出實(shí)際濾波幅頻特性。

從圖5可以看出，幅頻曲線為一個(gè)低通濾波器。分析數(shù)據(jù)得到實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)相對(duì)于理論數(shù)據(jù)通帶無紋波，這應(yīng)是測(cè)試誤差造成的，但總體符合理論設(shè)計(jì)。在過渡帶頻率的信號(hào)衰減大于理論衰減，這應(yīng)是由抗混疊濾波器和信號(hào)恢復(fù)濾波器的衰減引起，但偏大的衰減出現(xiàn)在過渡帶，不影響濾波器性能這表明，抗混疊濾波器和信號(hào)恢復(fù)濾波器會(huì)影響系統(tǒng)特性，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)注意選擇這兩個(gè)濾波器的指標(biāo)。同時(shí)可以觀察到，輸入信號(hào)頻率繼續(xù)增大時(shí)，實(shí)際衰減沒有理論衰減大。在測(cè)試中發(fā)現(xiàn)，如圖6所示，在測(cè)試阻帶中的樣本時(shí)發(fā)現(xiàn)正弦波上疊加了噪聲，這造成了測(cè)試時(shí)讀出的峰峰值增大。由于通帶和過渡帶信號(hào)樣本幅度較大，噪聲對(duì)衰減的計(jì)算影響較小。而由于阻帶內(nèi)濾波器輸出信號(hào)較小，干擾的幅度對(duì)衰減計(jì)算影響較大。測(cè)試表明，當(dāng)電源空載時(shí)電源和地之間存在20mV左右紋波，這個(gè)干擾應(yīng)是由電源引入的。因此在實(shí)際應(yīng)用中，應(yīng)使用紋波小的電源，以減小電源引入的干擾。

3.結(jié)論

數(shù)字信號(hào)處理在生物醫(yī)學(xué)、圖像視頻、雷達(dá)、通信、航空航天以及地球物理探測(cè)等領(lǐng)域都有廣泛應(yīng)用。數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)已經(jīng)逐步取代了模擬信號(hào)處理技術(shù)的主導(dǎo)地位，使地震勘探發(fā)生了質(zhì)的飛越。在采集模塊前端運(yùn)用高精度ADC將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，整個(gè)地震數(shù)據(jù)信號(hào)處理過程就以數(shù)字化的形式進(jìn)行，實(shí)時(shí)根據(jù)數(shù)據(jù)處理要求編程實(shí)現(xiàn)各種功能，有利于大規(guī)模的地震數(shù)據(jù)的快速批量處理，大大簡化信息分類、查找等過程，為了提高信噪比，獲得精確、可靠的反演和解釋結(jié)果，本文設(shè)計(jì)了高速的濾波系統(tǒng)，提高了信號(hào)的采集準(zhǔn)確性，測(cè)試結(jié)果表明設(shè)計(jì)效果較好。

參考文獻(xiàn)

[1]羅福龍.地震勘探發(fā)展技術(shù)綜述[J].石油儀器，2005，19 （2）：1-5.

[2]胡文靜，陳松，劉翔.基于FPGA的嵌入式程控?cái)?shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)研究[J].子器件，2009，32（6）：1040-1042.

[3]徐瑤瑞.抗混疊濾波器的原理及TLC1564在神經(jīng)誘發(fā)電位檢測(cè)儀中的應(yīng)用[J].醫(yī)療裝備，2009，2（12）18.

[4]兵，平利姣，朱自強(qiáng).淺層地震勘探數(shù)據(jù)擬同步采集時(shí)差分析與實(shí)踐[J].地球物理學(xué)進(jìn)展，2008，23（6）：1958-1962.

[5]兵，平利姣，朱自強(qiáng).淺層地震勘探數(shù)據(jù)擬同步采集時(shí)差分析與實(shí)踐[J].地球物理學(xué)進(jìn)展，2008，23（6）：1958-1962.

[6]維亮，庹先國，李懷良，等.高速多通道地震數(shù)據(jù)采集處理系統(tǒng)[J].儀表技術(shù)與傳感器，2011（3）：61-63.

[7]吳黎慧，蒲南江，高磊.基于FPGA的FIR濾波器的誤差分析[J].子測(cè)試，2011，34（08）：56-58.

篇8

關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正； 單ADC； 預(yù)計(jì)算； 數(shù)字信號(hào)處理器

中圖分類號(hào)： TN873+.5?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分別為采樣輸入電壓、輸出電壓和電感電流，使得電路復(fù)雜程度相對(duì)較高。其中，電感電流的采樣通常使用采樣電阻來實(shí)現(xiàn)[1]。但是，采樣電阻上能量的損耗較大，會(huì)對(duì)電路整體的效率產(chǎn)生影響。采用數(shù)字控制時(shí)，電感電流的采樣頻率和開關(guān)頻率相同，在保證較高開關(guān)頻率的同時(shí)，電感電流的采樣頻率也相對(duì)較高，這樣會(huì)導(dǎo)致控制周期縮短，對(duì)運(yùn)算量也提出了很高的要求。

文獻(xiàn)[2]把傳統(tǒng)的PI雙環(huán)控制用可編程邏輯門陣列（FPGA）來實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[3]推導(dǎo)出基于電感波谷電流的占空比計(jì)算公式，減少了計(jì)算量。文獻(xiàn)[4?7]中采用單周期控制以及新型控制策略，省去了對(duì)輸入電壓的采樣。文獻(xiàn)[8]采用了預(yù)測(cè)電流控制，把輸入電壓采樣改為過零檢測(cè)，從內(nèi)部產(chǎn)生正弦參考信號(hào)，減小了計(jì)算量。文獻(xiàn)[9]通過采樣負(fù)載電流和輸入電壓來計(jì)算占空比，省去了對(duì)電感電流的采樣。文獻(xiàn)[10]把電感電流的采樣轉(zhuǎn)化為對(duì)電容電壓的采樣，減小了電路的損耗。

本文采用占空比預(yù)先計(jì)算的方法，將傳統(tǒng)PFC控制的三路ADC減少為一路ADC，只對(duì)輸出電壓和輸出電壓紋波進(jìn)行采樣，從而簡化了采樣電路的設(shè)計(jì)，也降低了控制回路的計(jì)算量。

1 占空比值的預(yù)計(jì)算

在數(shù)字功率因數(shù)校正器中，控制器的開關(guān)管可以由數(shù)字控制器輸出不同占空比的PWM波進(jìn)行控制。本文所采用的方法是將要用的占空比值提前計(jì)算好，并存儲(chǔ)在DSP內(nèi)部，所以數(shù)字控制器不再需要對(duì)占空比進(jìn)行實(shí)時(shí)的計(jì)算。對(duì)于不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來說，占空比的計(jì)算方法也是不一樣的。如圖1所示，本文采用的是Boost電路拓?fù)?，電路工作在CCM模式下，占空比的計(jì)算方法也是在Boost電路基礎(chǔ)上進(jìn)行分析的。

2 控制算法

通過上面的分析，可以在特定的情況下計(jì)算出所需的占空比，但是在參數(shù)有變化時(shí)，預(yù)先計(jì)算的占空比可能就會(huì)不適合變化后的情況。所以，需要系統(tǒng)對(duì)參數(shù)的變化能自動(dòng)響應(yīng)，這就要加入閉環(huán)控制。除此之外，系統(tǒng)需要將計(jì)算好的占空比與輸入交流電壓信號(hào)進(jìn)行同步，所以說需要對(duì)輸入電壓加入過零檢測(cè)環(huán)節(jié)。本文采用了模擬比較器，當(dāng)輸入電壓過零時(shí)，比較器的輸出產(chǎn)生一個(gè)突變沿，DSP通過捕獲模塊捕獲這個(gè)突變沿，從而使得占空比的輸出能和輸入電壓同步，也保證了電流和電壓的同相位。下面，分析兩種不同的算法，分別對(duì)預(yù)先計(jì)算好的占空比進(jìn)行修改。

2.1 用惟一參數(shù)調(diào)節(jié)占空比

最方便的方法是利用Boost變換器工作在CCM模式下時(shí)的占空比計(jì)算式來調(diào)節(jié)，如下：

如果在一個(gè)周期內(nèi)，輸出電壓不為期望值，那么相應(yīng)的占空比值也要做調(diào)整。采用這種方法時(shí)，占空比的值通過式（3）預(yù)先計(jì)算好，系統(tǒng)中加入了一個(gè)簡單的PID調(diào)節(jié)器。這個(gè)調(diào)節(jié)器與傳統(tǒng)PFC中的電壓環(huán)類似，通過采樣輸出電壓平均值來改變占空比。

改變計(jì)算好的占空比時(shí)，不僅僅是要改變一個(gè)開關(guān)周期的值，而是要改變所有存儲(chǔ)器內(nèi)部的值。一種方法是將存儲(chǔ)器中的每一個(gè)值乘以電壓環(huán)的輸出，但這種方法會(huì)導(dǎo)致占空比波形歪曲，見圖2。從圖中可以看出，當(dāng)按d（t）調(diào)節(jié)時(shí)，占空比的值不是從1開始到1結(jié)束，這樣會(huì)導(dǎo)致占空比值與理想值有偏差，會(huì)影響實(shí)際的PF值。而按1-d（t）調(diào)節(jié)時(shí)，調(diào)節(jié)后的值與理想值偏差較小，對(duì)PF值影響也較小。

具體的控制框圖見圖3，經(jīng)過采樣后的輸出電壓與參考電壓相減，得到的偏差經(jīng)過調(diào)節(jié)器輸出為k，k與1-d相乘后可以得到調(diào)節(jié)后的占空比。調(diào)節(jié)器的原理見圖4。PID調(diào)節(jié)器的輸出為δ，當(dāng)系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)時(shí)，δ值為0，所以k為1，d的值沒有變化。當(dāng)輸出電壓有偏差時(shí)，相應(yīng)的δ也會(huì)有值，從而可以調(diào)節(jié)占空比d的大小。

這種方法根據(jù)式（3）預(yù)先計(jì)算好占空比值再進(jìn)行調(diào)節(jié)，但是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，由于輸出電壓變化不明顯，系統(tǒng)不能很好地感知負(fù)載變化，相應(yīng)的占空比d的調(diào)節(jié)也不會(huì)改變，從而會(huì)對(duì)功率因數(shù)校正的效果產(chǎn)生一定影響，這方面的不足可以通過下面一種方法補(bǔ)。

2.2 用兩個(gè)不同參數(shù)調(diào)節(jié)占空比

為了彌補(bǔ)第一種方法的不足，將式（3）中的占空比d分為d1和d2兩個(gè)部分，如下：

兩個(gè)參數(shù)的變化曲線分別見圖5和圖6。從圖5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由負(fù)載變化產(chǎn)生的電流畸變。圖5的結(jié)果顯示了輸入電壓變化對(duì)d1的影響很大，而輸出功率的變換則對(duì)其產(chǎn)生的影響很小，所以，d1可以由輸出電壓平均值來控制。因而輸出電壓的紋波被忽略了，不會(huì)對(duì)d1產(chǎn)生影響。所以，d1的控制方法與第2.1節(jié)第一種方法相同，通過存儲(chǔ)1-d1的值來修改預(yù)先計(jì)算的占空比值。

d2部分的值取決于輸入電流的大小。從式（6）中可以看出，輸入電流與電路的功率成正比。所以，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，會(huì)對(duì)輸入電流產(chǎn)生影響，進(jìn)而會(huì)改變d2的大小。系統(tǒng)雖然不能測(cè)量輸出功率，但是可以通過輸出電壓的采樣來得出輸出電壓的紋波，由式（4）可知，輸出電壓紋波與輸出功率成正比。所以，通過對(duì)輸出電壓紋波的采樣，可以相應(yīng)地調(diào)整d2的大小。

從圖6還可以看出，d2也取決于輸入電壓，所以輸出電壓調(diào)節(jié)器也用來控制d2。這種方法的控制框圖見圖7。從圖7可以看出，與第一種方法相同的平均輸出電壓環(huán)用來對(duì)d1進(jìn)行控制。同時(shí)，d2的控制不僅僅用到了平均輸出電壓環(huán)，還采用了輸出電壓紋波環(huán)路。輸出電壓紋波環(huán)路的作用與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正的電流換相類似。

與第一種方法類似，1-d1是由k進(jìn)行調(diào)節(jié)的。但是，由于d2是直接存儲(chǔ)的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符號(hào)相反，所以調(diào)節(jié)器的輸出應(yīng)該為。由于PID調(diào)節(jié)器的輸出δ在0左右，所以可以得出式（9）。圖8為用于控制d1和d2的輸出平均電壓環(huán)，其中，1-d1由k進(jìn)行調(diào)節(jié)，d2由進(jìn)行調(diào)節(jié)。

3 實(shí)驗(yàn)部分

3.1 方法實(shí)現(xiàn)

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335數(shù)字信號(hào)處理器。外部晶振頻率是30 MHz，系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為150 MHz。開關(guān)頻率和采樣頻率都是100 kHz，所以每半個(gè)輸出交流電壓周期內(nèi)有1 000個(gè)采樣點(diǎn)，這1 000個(gè)采樣點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的占空比值會(huì)預(yù)先計(jì)算好，并存放在數(shù)組中，不斷刷新數(shù)組就能達(dá)到改變占空比的目的。

輸入電壓過零檢測(cè)部分先將輸入電壓降至15 V左右，再經(jīng)過比較器和反相器整形，輸出一個(gè)頻率為50 Hz的方波。DSP的A/D采樣以及捕獲引腳都加入箝位電路，保證了DSP的安全性。具體電路參數(shù)見表1。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

第2節(jié)分析的兩種方法都通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其合理性，具體實(shí)驗(yàn)結(jié)果見圖9～圖11。

圖9為在不同的輸出功率情況下，兩種方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。占空比是按照輸入電壓220 V、輸出電壓400 V、負(fù)載功率300 W的情況進(jìn)行計(jì)算的。從圖9可以看出，兩種方法功率因數(shù)校正的效果都是隨著負(fù)載功率的上升而上升，并且負(fù)載功率越接近計(jì)算值，功率因數(shù)就越接近1。圖10和圖11分別表示的是在輸入電壓為110 V和220 V時(shí)電路滿載測(cè)試的結(jié)果?？梢钥闯?，當(dāng)電路滿載時(shí)，所采用的方法能很好地達(dá)到功率因數(shù)校正的效果，輸入電流接近正弦波并且能很好地跟蹤輸入電壓波形。實(shí)測(cè)PF值分別為0.985和0.992。

4 結(jié) 論

本文通過分析兩種基于Boost電路的單個(gè)ADC功率因數(shù)校正的方法，簡化了傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)。為了能夠很好地達(dá)到功率因素校正的效果，占空比的值預(yù)先計(jì)算好，并且通過平均輸出電壓環(huán)以及輸出電壓紋波環(huán)兩個(gè)閉環(huán)控制來改變相應(yīng)的占空比值。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，兩種方法都能達(dá)到功率因數(shù)校正的效果，并且PF值最高可以達(dá)到0.992。

參考文獻(xiàn)

[1] 王武，葉開明，陳浩龍，等.混合導(dǎo)通模式Boost PFC的控制策略研究[J].電工電能新技術(shù)，2015（7）：16?21.

[2] 鄒濤，周小方.基于FPGA的交錯(cuò)并聯(lián)PFC的研究[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2015，38（8）：120?123.

[3] 梅寒潔，何樂年.一種新穎高功率因數(shù)PFC的數(shù)字控方法[J].電源技術(shù)，2015（2）：360?362.

[4] 陶海燕，錢承山，毛鵬，等.Boost PFC變換器數(shù)字控制研究[J].電子器件，2013（6）：889?893.

[5] 王智，方煒，劉曉東.數(shù)字控制的單周期PFC整流器的設(shè)計(jì)與分析[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2014（21）：3423?3431.

[6] 田書欣，鐘莉娟，楊喜軍，等.新型控制策略的數(shù)字有源功率因數(shù)校正的實(shí)現(xiàn)[J].電力電子技術(shù)，2010（2）：56?57.

[7] 喬琳君.單周期控制的無橋APFC電路仿真研究[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2013，36（19）：131?134.

[8] 李宋，葉滿園.預(yù)測(cè)平均電流控制PFC Boost變換電路的研究[J].電力電子技術(shù)，2011（12）：120?122.

[9] 趙慧，沈錦飛.基于DSP的Boost PFC軟開關(guān)變換器研究[J].電力電子技術(shù)，2012（2）：99?101.

[10] QIU Y， CHEN X， LIU H. Digital average current?mode control using current estimation and capacitor charge balance principle for dc?dc converters operating in DCM [J]. IEEE transactions on power electron， 2010， 25（6）： 1537?1545.

篇9

關(guān)鍵詞：電源開關(guān) 并聯(lián) 供電

中圖分類號(hào)：TN710 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1007-9416（2013）09-0099-01

在諸如計(jì)算機(jī)服務(wù)器、通信基塔、空間站等要求大功率、高效安全可靠、不間斷供電的電源系統(tǒng)場(chǎng)合，假如使用單個(gè)開關(guān)電源模塊供電，那么開關(guān)電源模塊主電路需要處理非常大的功率，所承受的電應(yīng)力大，這給主電路功率器件的選擇、開關(guān)頻率和功率密度的提供造成了不便，并且一旦開關(guān)電源模塊發(fā)生故障，則將可能造成整個(gè)電源系統(tǒng)崩潰。采用多個(gè)開關(guān)電源模塊并聯(lián)運(yùn)行，來提高輸出功率，以減輕單個(gè)電源模塊的負(fù)擔(dān)，是目前開關(guān)電源系統(tǒng)發(fā)展的一個(gè)方向。

多個(gè)開關(guān)電源模塊并聯(lián)運(yùn)行雖然提高了可靠性，并能實(shí)現(xiàn)電路模塊標(biāo)準(zhǔn)化等優(yōu)點(diǎn)，但是并聯(lián)工作的各個(gè)電源模塊特性不可能完全一樣，若不采取處理可能會(huì)影響其中的模塊承受較大的輸出電流，引起分配電流不均，導(dǎo)致該模塊甚至整個(gè)電源系統(tǒng)的故障。因此，在多模塊并聯(lián)運(yùn)行系統(tǒng)中必須引入有效的均流控制策略，從而使各模塊均勻地承擔(dān)負(fù)載功率，提高系統(tǒng)的可靠性。

1 DC-DC模塊設(shè)計(jì)方法及實(shí)現(xiàn)方案

本系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)電路采用TI公司的開關(guān)降壓轉(zhuǎn)換集成芯片TPS5430構(gòu)成DC-DC主電路，TPS5430內(nèi)部集成PWM產(chǎn)生電路、高位場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路以及110m歐低導(dǎo)通電阻的NMOS開關(guān)管，效率高達(dá)95%，輸出電流最高可達(dá)到3A，有較寬的輸出電壓范圍。TPS5430固定500KHz開關(guān)頻率，因此可采用較小的濾波電容、電感消除紋波。同時(shí)，TPS5430集成度高，只需要配合少量元器件（自舉電容、起儲(chǔ)能與濾波作用的電感與電容、反饋電阻），構(gòu)成BUCK電路，即可高效、精確、穩(wěn)定地得到輸出電壓，單電源模塊應(yīng)用原理圖如圖1所示。

（1）二極管的選取。為了達(dá)到高效率，要使用壓降小并且恢復(fù)速度快的續(xù)流二極管D1。普通的二極管，正向壓降比較大，同時(shí)，由于開關(guān)管高速地在導(dǎo)通與截止?fàn)顟B(tài)之間轉(zhuǎn)換，普通二極管反應(yīng)速度不夠快，二極管會(huì)大量發(fā)熱并且使TPS5430的輸出波形也會(huì)受到影響，整個(gè)系統(tǒng)的效率很低。

（2）輸出濾波器的選擇。電感L1和電容C1是DC-DC輸出濾波器的關(guān)鍵，它們共同擔(dān)負(fù)著儲(chǔ)能與濾波的作用。在設(shè)計(jì)輸出濾波器時(shí)，可以選擇一階LC濾波器或二階甚至更高階LC濾波器，但兼顧到對(duì)效率及紋波的要求，可選擇低階濾波，以降低濾波器的消耗。由于TPS5430開關(guān)管的工作頻率為500KHz，頻率較高，故對(duì)電容電感的選擇已經(jīng)較為苛刻。

2 均流控制方法及實(shí)現(xiàn)方案

主從均流法、輸出阻抗法、最大電流自動(dòng)均流法、平均電流自動(dòng)均流法和外加均流控制器法等是目前開關(guān)電源并聯(lián)供電系統(tǒng)常用的均流方法，其中最大電流自動(dòng)均流法具有均流精度高、負(fù)載調(diào)整率高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)好、易于實(shí)現(xiàn)冗余的特點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用。負(fù)載共享控制器UCC39002設(shè)計(jì)原理是根據(jù)最大電流自動(dòng)均流法設(shè)計(jì)，它控制多個(gè)獨(dú)立電源或者DC/DC模塊并聯(lián)供電自動(dòng)均流的理想選擇。

在本系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)電路中，使用兩片UCC39002實(shí)現(xiàn)均流控制。在DC-DC模塊正常工作時(shí)，將兩路UCC39002的均流母線LS連接，根據(jù)UCC39002均流原理，UCC39002將會(huì)自動(dòng)選出電流最大的一路，并將最大的一路電源作為主電源，此路UCC29002內(nèi)部的三極管截止，即沒有電流流入其ADJ腳，故該路中只是反饋線上比無UCC39002時(shí)多了一個(gè)小電阻R4。而電流較小的另一路電源成為從電源，均流母線上的電壓將由主電源的輸出電流決定，從電源的UCC39002接收到母線上的信號(hào)后，會(huì)控制從電源DC-DC模塊稍稍提高輸出電壓，具體工作原理是，從電源UCC29002內(nèi)部三極管導(dǎo)通，此三極管發(fā)射極有一個(gè)500Ω電阻到地，此時(shí)通過該三極管的電流即為/500，有此附加電流流過R4后，A點(diǎn)電壓下降，從而B點(diǎn)基準(zhǔn)電壓也下降，而不再是1.22V，此時(shí)為了使恢復(fù)到1.22V，TPS5430將增加PWM脈沖寬度，增加V從而提高該路電流輸出，減小與主電源的電壓差，通過減小從電源與主電源的電壓差來提高該路輸出電流，從而達(dá)到均流。

3 過流保護(hù)故障與自動(dòng)恢復(fù)方法及實(shí)現(xiàn)方案

在本系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)電路中，采用硬件電路實(shí)現(xiàn)。當(dāng)開關(guān)電源的輸出電流超過規(guī)定值時(shí)，利用電阻采樣轉(zhuǎn)換為電壓與可預(yù)置的基準(zhǔn)電壓比較后，控制TPS5430的開關(guān)頻率輸出使能端ENA，也可設(shè)計(jì)為控制繼電器斷開負(fù)載，起到保護(hù)作用。為了實(shí)現(xiàn)自動(dòng)恢復(fù)功能，本系統(tǒng)設(shè)計(jì)了單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)延時(shí)電路，每次觸發(fā)后系統(tǒng)停止工作可預(yù)值時(shí)間后，繼續(xù)檢測(cè)過流故障是否已經(jīng)被排除。如果過流故障排除，系統(tǒng)自動(dòng)恢復(fù)。

4 結(jié)論

根據(jù)所設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)電路，我們?cè)囍屏藢?shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)測(cè)試與分析，調(diào)整實(shí)驗(yàn)負(fù)載電阻至額定輸出功率為32W工作狀態(tài)下，供電系統(tǒng)的直流輸出電壓V維持在8.0±0.28V之間，紋波電壓峰峰值在30mV左右，供電系統(tǒng)的效率高達(dá)93.6%，調(diào)整負(fù)載電阻至額定電流值范圍內(nèi)的任意輸出電流值，兩個(gè)電源模塊的輸出電流的相對(duì)誤差絕對(duì)值小于3.2%，均流效果非常好，同時(shí)該系統(tǒng)集成性高，電路結(jié)構(gòu)簡單，所用器件少，還不易發(fā)熱，保證了整個(gè)系統(tǒng)高效、穩(wěn)定、可靠的運(yùn)行。

參考文獻(xiàn)：

篇10

【關(guān)鍵詞】通道故障；典型事故；故障分析；時(shí)鐘方式

【中圖分類號(hào)】U472.42 【文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼】A 【文章編號(hào)】1672—5158（2012）08—0301-02

引言

隨著光纖通信技術(shù)的發(fā)展，在縱聯(lián)保護(hù)通道的使用上，目前已經(jīng)由過去的載波、微波通道變?yōu)橐怨饫w為主的通道方式。由于光纖通道所具有的先天優(yōu)勢(shì)，隨著它與繼電保護(hù)的結(jié)合，使得光差保護(hù)在電網(wǎng)中得到越來越廣泛的應(yīng)用，但由此帶來的通道異常的情況也越來越多。

1.光纖連接方式簡介

以前使用的PDH網(wǎng)絡(luò)采用異步復(fù)用方式，不能保證大容量信息的可靠傳輸，并且PDH網(wǎng)絡(luò)沒有世界標(biāo)準(zhǔn)的電接口和光接口規(guī)范，所以已完全被SDH的復(fù)用通道連接方式代替。因此目前光纖連接方式有專用光纖連接方式、PCM的復(fù)用通道連接方式、SDH的復(fù)用通道連接方式三種。

2.光纖保護(hù)通道故障頻發(fā)的原因

2.1 對(duì)于復(fù)用PCM通道來講，由于通道傳輸中間環(huán)節(jié)多、時(shí)間延長，因此出現(xiàn)通道故障的概率也大得多。

2.2 由于保護(hù)、通訊人員專業(yè)溝通不夠，保護(hù)人員不熟悉通信知識(shí)，當(dāng)遇到通道故障問題時(shí)，缺乏解決問題的有效手段和經(jīng)驗(yàn)，很男快速診斷故障。

2.3 通信人員在光纖保護(hù)通道聯(lián)調(diào)之前未進(jìn)行通道測(cè)試，從而導(dǎo)致通道聯(lián)調(diào)后可能出現(xiàn)通道故障的問題。

3.光纖保護(hù)通道故障典型事例

3.1 典型事例1：

3.1.1 故障現(xiàn)象：某220KV線路單側(cè)RCS-931AM保護(hù)裝置報(bào)“通道告警信號(hào)”，在保護(hù)通訊人員到達(dá)現(xiàn)場(chǎng)前“通道告警信號(hào)”就已消失，恢復(fù)正常運(yùn)行方式后不久“通道告警信號(hào)”又出現(xiàn)。

3.1.2 查找過程：保護(hù)、通訊人員到現(xiàn)場(chǎng)后對(duì)保護(hù)通道進(jìn)行了徹底檢查，兩側(cè)保護(hù)、光電轉(zhuǎn)換裝置收發(fā)的光功率、誤碼測(cè)試結(jié)果均正常，保護(hù)裝置CPU板上尾纖外觀檢查無異常。裝置重新上電后保護(hù)通道告警信號(hào)恢復(fù)正常，通道故障查找一時(shí)陷入困境。經(jīng)過認(rèn)真查閱技術(shù)資料，保護(hù)人員采取了檢測(cè)保護(hù)裝置收信靈敏度的辦法，在告警側(cè)通道的保護(hù)裝置收信端串入3dB光衰耗，結(jié)果本側(cè)保護(hù)裝置“通道告警信號(hào)”又發(fā)出，經(jīng)過認(rèn)真檢查告警原因?yàn)楣饨邮斩说捻垃槺P內(nèi)瓷芯有小的裂紋，更換保護(hù)CPU后通道恢復(fù)正常。

3.1.3 改進(jìn)措施：應(yīng)在光差保護(hù)定期檢驗(yàn)時(shí)重點(diǎn)做好保護(hù)裝置收信靈敏度試驗(yàn)。

3.2 典型事例2：

3.2.1 故障現(xiàn)象：某220KV線路正常運(yùn)行在充電狀態(tài)，線路故障時(shí)充電側(cè)開關(guān)兩套主保護(hù)只有縱聯(lián)距離PSL-602GC主保護(hù)動(dòng)作，而縱聯(lián)差動(dòng)RCS-931A主保護(hù)未動(dòng)作。

3.2.2 查找過程：經(jīng)保護(hù)人員檢查，故障時(shí)兩側(cè)的RCS-931A主保護(hù)壓板均在投入位置（線路故障時(shí)在充電狀態(tài)），保護(hù)具備主保護(hù)動(dòng)作條件，由于RCS-931A保護(hù)裝置沒有記錄轉(zhuǎn)發(fā)遠(yuǎn)跳命令的功能，因此無法判別本側(cè)保護(hù)是否轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)側(cè)RCS-931A保護(hù)的遠(yuǎn)跳命令。

在查找RCS-931A通道故障記錄時(shí)發(fā)現(xiàn)，盡管線路故障時(shí)無“通道告警信號(hào)”，但開關(guān)熱備的一側(cè)拉合刀閘時(shí)本側(cè)的RCS-931A保護(hù)會(huì)發(fā)“通道異常信號(hào)”，因此初步把查找重點(diǎn)放在通訊機(jī)房，最終確定在MUX-64K收信接線（雙絞線）在端子上壓接較松動(dòng)，重新緊固接線后有刀閘有操作時(shí)保護(hù)無通道告警信號(hào)。

3.2.3 改進(jìn)措施：由于光電轉(zhuǎn)換裝置一般放在通訊機(jī)房，因此在春檢工作中往往成為保護(hù)檢驗(yàn)的盲點(diǎn)，因此必須強(qiáng)調(diào)把對(duì)光電轉(zhuǎn)換裝置的檢驗(yàn)作為定期檢驗(yàn)工作的重要一環(huán)。

4.光纖保護(hù)通道常見故障原因分析：

4.1 由于尾纖頭有塵土或接觸不良

當(dāng)尾纖頭連接不可靠或光纖頭不清潔時(shí)，盡管仍能收到對(duì)側(cè)數(shù)據(jù)，但由于收信裕度大大降低，當(dāng)系統(tǒng)擾動(dòng)或操作時(shí)，會(huì)導(dǎo)致通道異常。例如經(jīng)過實(shí)際檢驗(yàn)，當(dāng)尾纖凸臺(tái)沒有對(duì)上缺口就擰緊，則會(huì)增加10-20dB的通道衰耗。

4.2 光電轉(zhuǎn)換裝置接PCM機(jī)的屏蔽雙絞線使用不規(guī)范

光電轉(zhuǎn)換裝置接至PCM機(jī)的屏蔽雙絞線要求使用四芯帶屏蔽雙絞線，且屏蔽層應(yīng)可靠一點(diǎn)接地。若屏蔽雙絞線接至配線架，需保證連接可靠，可以采用鳳凰端子擰接的方式。

4.3 光電轉(zhuǎn)換裝置不接地或接地不良

如果光電轉(zhuǎn)換柜的接地本身不良，同樣會(huì)造成光電轉(zhuǎn)換裝置接地不良。在正常運(yùn)行時(shí)，光電轉(zhuǎn)換裝置與保護(hù)裝置顯示正常，而一旦有故障或刀閘操作時(shí)，光電轉(zhuǎn)換裝置受到干擾，很可能會(huì)造成保護(hù)裝置發(fā)出通道告警信號(hào)。

4.4 通信電源紋波系數(shù)高

通訊電源一般采用-48V電源，對(duì)紋波系數(shù)有比較高的要求，一般要求不超出100mv，現(xiàn)場(chǎng)實(shí)際工作經(jīng)驗(yàn)表明，當(dāng)發(fā)現(xiàn)電源紋波比較大時(shí)，光電轉(zhuǎn)換過程會(huì)出現(xiàn)誤碼。

4.5 復(fù)用通道的其它問題

保護(hù)使用通訊提供的復(fù)用通道時(shí)，各種設(shè)備均有可能出現(xiàn)問題，其中以PCM機(jī)出現(xiàn)問題的概率最大，一般原因?yàn)闀r(shí)鐘設(shè)置不合規(guī)范的問題；其次為通訊光板有問題，當(dāng)通信設(shè)備出現(xiàn)問題后，通道掛誤碼儀測(cè)試就能反映出來，目前對(duì)通道誤碼儀自環(huán)檢測(cè)時(shí)間的要求應(yīng)不小于24小時(shí)。

4.6 光接收端的砝瑯盤內(nèi)瓷芯碎裂

當(dāng)光接收端的砝瑯盤內(nèi)瓷芯碎裂時(shí)會(huì)造成通道異常，這時(shí)通過光功率的測(cè)量也無法發(fā)現(xiàn)，必須要通過靈敏度檢查才能發(fā)現(xiàn)問題。一般情況下砝瑯盤內(nèi)瓷芯嚴(yán)重碎裂時(shí)，通過肉眼觀測(cè)就能發(fā)現(xiàn)碎裂、碎片。而當(dāng)砝瑯盤內(nèi)瓷芯發(fā)生較輕的碎裂時(shí)可能會(huì)只有裂紋，這時(shí)通過肉眼觀測(cè)比較難發(fā)現(xiàn)，只有通過傳輸光功率測(cè)量才能發(fā)現(xiàn)。

5.防止光纖保護(hù)通道故障頻發(fā)的措施：

5.1 在保護(hù)通道暢通后要盡量減少光纖頭的插拔次數(shù)，以免損壞光纖頭。

5.2 定期檢驗(yàn)時(shí)應(yīng)使用正確方法方法做好光纖頭的清潔，光纖在插入砝瑯前，纖芯的瓷芯端面應(yīng)用浸有無水酒精的紗布擦干凈。

5.3 對(duì)光差保護(hù)應(yīng)定期做好巡檢工作，特別對(duì)通道的誤碼、失步次數(shù)做到定期觀察。

5.4 保護(hù)裝置應(yīng)盡可能直接復(fù)用2M口數(shù)字通道（取消PCM機(jī)），經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換后直接接入通訊設(shè)備。

6.目前山西對(duì)光纖縱聯(lián)差動(dòng)保護(hù)裝置（2M）接口時(shí)鐘方式的統(tǒng)一規(guī)定

為了保護(hù)裝置的安全可靠運(yùn)行，便于保護(hù)通道的統(tǒng)一管理，結(jié)合各廠家保護(hù)及接口裝置的不同特點(diǎn)，省公司對(duì)現(xiàn)運(yùn)行的差動(dòng)保護(hù)裝置（2M）接口時(shí)鐘方式作出統(tǒng)—規(guī)定：

6.1 對(duì)南瑞RCS-931AM保護(hù)裝置：規(guī)定保護(hù)時(shí)鐘設(shè)為“從-從”方式，通信PCM時(shí)鐘設(shè)為“主-從”方式。

6.2 對(duì)國電南自PSL-603保護(hù)裝置：規(guī)定保護(hù)時(shí)鐘設(shè)為“從-從”方式，通信PCM時(shí)鐘設(shè)為“主-從”方式。現(xiàn)運(yùn)行的保護(hù)光電轉(zhuǎn)換GXC-2M型裝置需更換為GXC-64/2M型裝置，以滿足此方式。

6.3 對(duì)許繼WXH-803保護(hù)裝置：規(guī)定保護(hù)時(shí)鐘設(shè)為“主-從”方式，通信PCM時(shí)鐘設(shè)為“從-從”方式。