導(dǎo)語(yǔ)：如何才能寫好一篇正弦波逆變電源，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

第1章

概述

任何電子設(shè)備都離不開(kāi)可靠的電源，它們對(duì)電源的要求也越來(lái)越高。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調(diào)整正弦波逆變電源是連續(xù)控制的線性正弦波逆變電源

。這種傳統(tǒng)正弦波逆變電源技術(shù)比較成熟,并且已有大量集成化的線性正弦波逆變電源模塊,具有穩(wěn)定性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優(yōu)點(diǎn)、但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都不得和很大的濾波器。由于調(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間必須承受較大的電壓差，導(dǎo)致調(diào)整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于調(diào)整管上消耗較大的功率,所以需要采用大功率調(diào)節(jié)器整管并裝有體積很大的散熱器,很難滿足現(xiàn)代電子設(shè)備發(fā)展的要求。在近半個(gè)多世紀(jì)的發(fā)展過(guò)程中，正弦波逆變電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)而逐漸取代傳統(tǒng)技術(shù)制造的連續(xù)工作電源，并廣泛的應(yīng)用，正弦波逆變電源技術(shù)進(jìn)入快速發(fā)展期。

正弦波逆變電源采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)的占空比調(diào)整輸出電壓。它的功耗小，效率高，正弦波逆變電源直接對(duì)電網(wǎng)電壓進(jìn)行整流、濾波、調(diào)整，然后由開(kāi)關(guān)調(diào)整管進(jìn)行穩(wěn)壓，不需要電源變壓器，此外，開(kāi)關(guān)工作頻率為幾十千赫，濾波電容器、電感器數(shù)值較小。因此正弦波逆變電源具有重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)。另外，于功耗小，機(jī)內(nèi)溫升低，提高了整機(jī)的穩(wěn)定性和可靠性。而且其對(duì)電網(wǎng)的適應(yīng)能力也有較大的提高，一般串聯(lián)穩(wěn)壓電源允許電網(wǎng)波動(dòng)范圍為220V±10%,而正弦波逆變電源在電網(wǎng)電壓在110～260V范圍變化時(shí),都可獲得穩(wěn)定的輸出阻抗電壓。正弦波逆變電源的高頻化是電源技術(shù)發(fā)展的創(chuàng)新技術(shù),高頻化帶來(lái)的效益是使正弦波逆變電源裝置空前的小型化,并使正弦波逆變電源進(jìn)入更廣泛的領(lǐng)域,特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用,扒動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外正弦波逆變電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約資源及保護(hù)環(huán)境方面都具有深遠(yuǎn)的意義。

目前市場(chǎng)上正弦波逆變電源中功率管多采用雙極型晶體管，開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)幾十千赫；采用MOSFET的正弦波逆變電源轉(zhuǎn)抽象頻率可達(dá)幾百千赫。為提高開(kāi)關(guān)頻率，必須采用高速開(kāi)關(guān)器件。在一定范圍內(nèi)，開(kāi)關(guān)頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。因此，高頻化是正弦波逆變電源的主要發(fā)展方向。高可靠性——正弦波逆變電源的使用的元器件比連續(xù)工作電源少數(shù)十倍，因此提高的可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風(fēng)扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設(shè)計(jì)方面著眼，盡可能使較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復(fù)雜、可靠性差的問(wèn)題，也增加了保護(hù)等功能，簡(jiǎn)化了電路，提高了平均無(wú)故障時(shí)間。正弦波逆變電源的發(fā)展從來(lái)都是與半導(dǎo)體器件及磁性元件等的發(fā)展休戚相關(guān)的。高頻化的實(shí)現(xiàn)，需要相應(yīng)的高速半導(dǎo)體器件和性能優(yōu)良的高頻電磁元件。發(fā)展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,開(kāi)發(fā)高頻用的低損磁性材料,改進(jìn)磁元件的結(jié)構(gòu)及設(shè)計(jì)方法,提高濾波電容的介電常數(shù)及降低其等串聯(lián)電阻等,對(duì)于正弦波逆變電源小型化始終產(chǎn)生著巨大的推動(dòng)作用。

總之，人們?cè)谡也孀冸娫醇夹g(shù)領(lǐng)域里，邊研究低損耗回路技術(shù)，邊開(kāi)發(fā)新型元器件，兩者相互促進(jìn)并推動(dòng)著正弦波逆變電源以每年過(guò)兩位數(shù)的市場(chǎng)增長(zhǎng)率向小型、薄型、高頻、低噪聲以及高可靠性方向發(fā)展。

第2章

設(shè)計(jì)總思路

2.1總體框架圖

濾波電路

逆變電路

輸入315V直流電

驅(qū)動(dòng)電路

UC3842脈寬調(diào)制電路

輸出220V交流電

誤差比較

圖1

總體框圖

此次課程設(shè)計(jì)要求輸入315V直流，輸出220V交流，主電路采用單相橋式逆變電路，對(duì)高頻開(kāi)關(guān)器件常用PWM波控制，要產(chǎn)生正弦波可采用SPWM控制方法，通過(guò)控制電力電子器件MOSFET的關(guān)斷來(lái)控制產(chǎn)生交變正弦波電壓?？刂齐娐分饕獙?shí)現(xiàn)產(chǎn)生SPWM波，設(shè)計(jì)要求選用UC3842電流控制型PWM控制器產(chǎn)生控制脈沖。而UC3842實(shí)質(zhì)上是通過(guò)輸入的兩路波進(jìn)行比較，輸出比較后形成的脈沖波，鑒于UC3842的這一特征，可以通過(guò)輸入正弦漫頭波和鋸齒波進(jìn)行比較得到所需的正弦波控制脈沖。正弦波產(chǎn)生器的設(shè)計(jì)有多種方法，本次課程設(shè)計(jì)采用555定時(shí)器多諧振電路產(chǎn)生方波經(jīng)過(guò)濾波產(chǎn)生正弦波的方法作為正弦波產(chǎn)生器，再經(jīng)過(guò)整流，使之成為正弦漫頭波。鋸齒波的產(chǎn)生電路比較簡(jiǎn)單，可以直接利用UC3842內(nèi)部提供的諧振器加入外圍電阻電容產(chǎn)生。此外電路要求輸出的正弦波幅度可調(diào)，此時(shí)就需要使加入的正弦波漫頭波幅值可調(diào)，此可以通過(guò)一加法器使之與設(shè)置電壓相疊加產(chǎn)生電壓可變的正弦電壓。

主電路和控制電路的一些中間環(huán)節(jié)都是需要濾波的，由于產(chǎn)用SPWM控制，主電路的諧波成分較少，可以通過(guò)簡(jiǎn)單的RC無(wú)源濾波?？刂齐娐分械姆讲ㄒ兂奢^為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，要濾去的諧波成分就要多得多，可以采用有源濾波，且可以通過(guò)積分環(huán)節(jié)使方波變成比較好的正弦波。

由于設(shè)計(jì)出來(lái)的電路是作為電源用的，對(duì)電源電流、電壓檢測(cè)就顯得非常有必要了，可以通過(guò)從電源負(fù)載取出電流信號(hào)作為UC3842的關(guān)斷信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)主電路的限流作用。要實(shí)現(xiàn)電流、電壓的穩(wěn)定，則可以通過(guò)取出的電流、電壓信號(hào)與控制電路構(gòu)成閉環(huán)控制來(lái)實(shí)現(xiàn)。為了不至使電路結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜，只設(shè)計(jì)了簡(jiǎn)單的電壓反饋環(huán)使電壓基本能跟隨給定維持恒定。

2.2設(shè)計(jì)的原理和思路

圖2

正弦波逆變電源的組成框圖

該電路采用他勵(lì)式,2管雙推動(dòng)輸出脈寬調(diào)制方式輸出電壓為220V,輸出電流2A,有欠壓、過(guò)壓和過(guò)流等多重保護(hù)功能。

第3章

主電路設(shè)計(jì)

3.1

SPWM波的實(shí)現(xiàn)

3.1.1

PWM固定頻率的產(chǎn)生

PWM波形產(chǎn)生原理圖如圖3.1.1所示

圖3.1.1

PWM波的產(chǎn)生電路圖

PWM固定頻率是由SG3525芯片產(chǎn)生。SG3525芯片的資料見(jiàn)如下：

管腳說(shuō)明：

引腳1：誤差放大反向輸入

腳9：PWM比較補(bǔ)償信號(hào)輸入端

引腳2：誤差放大同向輸入

引腳10：外關(guān)斷信號(hào)輸入端

引腳3：振蕩器外接同步信號(hào)輸入端

引腳11：輸出A

引腳4：振蕩器輸出端

引腳12:信號(hào)地

引腳5:振蕩器定時(shí)電容接入端

引腳13：輸出級(jí)偏置電壓接入端

引腳6：振蕩器定時(shí)電祖接入端

引腳14：輸出端B

引腳7:振蕩器放電端

引腳15：偏置電源輸入端

引腳8:軟啟動(dòng)電容接入端

引腳16：基準(zhǔn)電源輸出端

圖中11與14腳輸出兩路互補(bǔ)的PWM波，其頻率由與5、6管腳所連的R、C決定。PWM頻率計(jì)算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，調(diào)節(jié)6端的電阻即可改變PWM輸出頻率。同時(shí)，芯片內(nèi)部16腳的基準(zhǔn)電壓為5.1V采用了溫度補(bǔ)償，設(shè)有過(guò)流保護(hù)電路，5.1V反饋到2端同向輸入端，當(dāng)反向輸入端也為5.1V時(shí)，芯片穩(wěn)定，正常工作。若兩端電壓不相等，芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)自動(dòng)調(diào)整將其保持穩(wěn)定。

在脈寬比較起的輸入端直接用流過(guò)輸出電感線圈的信號(hào)與誤差放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化，由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)河電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無(wú)論開(kāi)關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，目前比較理想的新型控制器。R和C設(shè)定了PWM芯片的工作頻率，計(jì)算公式為T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT

。再通過(guò)R13和C3反饋回路。構(gòu)成頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。C6為軟啟動(dòng)時(shí)間設(shè)定電容。

3.1.2

SPWM波的原理

在進(jìn)行脈寬調(diào)制時(shí)，使脈沖系列的占空比按正弦規(guī)律來(lái)安排。當(dāng)正弦值為最大值時(shí)，脈沖寬度也最大，脈沖間隔最小，反之正弦值較小時(shí)，脈沖寬度也小，脈沖間的間隔較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負(fù)載電流中的高次諧波成分大為減少，成為正弦波脈寬調(diào)制。

3.1.3

SPWM調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生

要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號(hào)以SPWM方式控制功率管的開(kāi)關(guān)，所得到的脈沖方波輸出再經(jīng)過(guò)濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過(guò)SG3525來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調(diào)制信號(hào)，而要得到SPWM調(diào)制信號(hào)，必須得有一個(gè)幅值在l～3

5V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調(diào)制波實(shí)現(xiàn)SPWM的控制電路框圖如圖3.1.3(a)所示，實(shí)際電路各點(diǎn)的波形如圖3.1.3(b)所示。

誤差信號(hào)

基準(zhǔn)電壓

加法器

整流電路

濾波電路

調(diào)制電路

基準(zhǔn)方

波

SG3525

時(shí)序電路

圖3.1.3(a)

SPWM波控制電路框圖

圖3.1.3(b)

SPWM電路主要節(jié)點(diǎn)波形

由圖3.1.3(a)

圖3.1.3(b)可知，基準(zhǔn)50Hz的方波是由555芯片生成的，用來(lái)控制輸出電壓有效值和基準(zhǔn)值比較產(chǎn)生的誤差信號(hào)，使其轉(zhuǎn)換成50Hz的方波，經(jīng)過(guò)低頻濾波，得到正弦的控制信號(hào)。

3.2

保護(hù)電路模塊

該系統(tǒng)是由直流邊交流，弱點(diǎn)變?yōu)閺?qiáng)電。故對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行必要的安全保護(hù)是必須的，在對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)試時(shí)必須要注意安全。系統(tǒng)除了芯片本身具有的保護(hù)措施外，還對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了專門的保護(hù)，具體如下。

3.2.1過(guò)電流保護(hù)

過(guò)電流保護(hù)采用電流互感器作為電流檢測(cè)元件，其具有足夠快的響應(yīng)速度，能夠在IGBT允許的過(guò)流時(shí)間內(nèi)將其關(guān)斷，起到保護(hù)作用。

如圖3.2.1所示，過(guò)流保護(hù)信號(hào)取自CT2，經(jīng)分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如圖2.4所示。當(dāng)同相輸入端過(guò)電流檢測(cè)信號(hào)比反相輸入端參考電平高時(shí)，比較器輸出高電平，使D2從原來(lái)的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)ǎ淹喽穗娢惶嵘秊楦唠娖?，使電壓比較器一直穩(wěn)定輸出高電平。同時(shí)，該過(guò)電流信號(hào)還送到SG3525的腳10。當(dāng)SG3525的腳10為高電平時(shí)，其腳11及腳14上輸出的脈寬調(diào)制脈沖就會(huì)立即消失而成為零。

圖3.2.1

過(guò)電流保護(hù)電路

3.2.2空載保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

空載檢測(cè)電路如圖3.2.2所示。是用電流互感器檢測(cè)電流輸出，當(dāng)沒(méi)有電流輸出時(shí)，使三極管Q8截止，從而使RS-CK為高電平，停止輸出SPWM波。8s后，再輸出一組SPWM波，若仍為空載，則繼續(xù)上述過(guò)程。若有電流輸出則Q8導(dǎo)通，使得RS-CK為低電平，連續(xù)輸出SPWM波形，逆變電路正常工作。

圖3.2.2

空載檢測(cè)電路圖

3.2.3浪涌短路保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

浪涌電路保護(hù)電路原理圖如圖3.2.3。此電路圖是短路保護(hù)，用0.1歐的電阻對(duì)電壓進(jìn)行采樣，通過(guò)470千歐電阻得到電流，并使這電流通過(guò)光電耦合器，當(dāng)電流過(guò)高時(shí)使得SPWM波不輸出，關(guān)閉IGBT形成保護(hù)。故障排除后光電耦合器輸出關(guān)斷，逆變器正常工作。

圖3.2.3

浪涌短路保護(hù)電路原理圖

第4章

單元控制電路設(shè)計(jì)

4.1

DC-AC電路設(shè)計(jì)

由前面論證已經(jīng)明確采用全控橋式逆變電路。其中各橋臂通斷由SPWM波控制的IGBT完成。

系統(tǒng)采用SG3525來(lái)實(shí)現(xiàn)SPWM控制信號(hào)的輸出，該芯片其引腳及內(nèi)部框圖如圖4.1所示。

圖4.1

SG3525引腳及內(nèi)部框圖

直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5

V基準(zhǔn)電壓。+5

V再送到內(nèi)部(或外部)電路的其它元器件作為電源。

振蕩器腳5須外接電容GT腳6須外接電阻RTo振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1．1

8／RCTo逆變橋開(kāi)關(guān)頻率定為l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5

kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個(gè)或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進(jìn)行比較，輸出一個(gè)隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個(gè)輸入端?；蚍情T的另兩個(gè)輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個(gè)輸出互補(bǔ)，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區(qū)時(shí)間，保證V1及V2不同時(shí)導(dǎo)通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。

4.2

PWM驅(qū)動(dòng)模塊

4.2.1

驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)既要考慮在功率管需要導(dǎo)通時(shí)，能迅速地建立起驅(qū)動(dòng)電壓，又要考慮在需要關(guān)斷時(shí)，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅(qū)動(dòng)電壓。具體驅(qū)動(dòng)電路如圖2.7所示。

圖4.2.1

驅(qū)動(dòng)電路

其工作原理是：

（1)當(dāng)光耦原邊有控制電路的驅(qū)動(dòng)脈沖電流流過(guò)時(shí)，光耦導(dǎo)通，使Q1的基極電位迅速上升，導(dǎo)致D2導(dǎo)通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導(dǎo)通；

（2)當(dāng)光耦原邊無(wú)控制電路的驅(qū)動(dòng)脈沖電流流過(guò)時(shí)，光耦不導(dǎo)通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導(dǎo)致Q1導(dǎo)通，功率管的柵極電荷通過(guò)Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關(guān)斷。

當(dāng)然，對(duì)于功率管的保護(hù)同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個(gè)緩沖電路避免功率管被過(guò)高的正、反向電壓所損壞。

4.2.2

TDS2285產(chǎn)生PWN波

SPWM的核心部分采用了張工的TDS2285單片機(jī)芯片,用其產(chǎn)生為功率主板產(chǎn)生占空比變化的矩形波，通過(guò)H橋產(chǎn)生所需的正弦波。U3,U4組成時(shí)序和死區(qū)電路，末級(jí)輸出用了4個(gè)250光藕，H橋的二個(gè)上管用了自舉式供電方式，這樣做的目的是簡(jiǎn)化電路，可以不用隔離電源，該模塊原理圖如圖4.2.2(a)所示：

圖2-2-1

2.2.1

PWN波的產(chǎn)生

（1）、該模塊中是由TDS2285芯片產(chǎn)生PWM波，TDS2285的芯片各管腳資料如圖2-2-2：

圖4.2.2(a)

PWM驅(qū)動(dòng)電路圖

1.該模塊所采用的是TDS2285芯片，其管腳如圖4.2.2(b)所示

圖4.2.2(b)

TDS2285管腳圖

2.該模塊中TDS2285芯片的工作原理圖4.2.2(c)如：

圖4.2.2(c)

TDS2285產(chǎn)生PWM波

該芯片的6、7管腳生成交流電正、負(fù)半周調(diào)制波輸出引腳，輸出SPWM脈沖，其頻率有接在2、3管腳間的晶振來(lái)決定。9腳為故障報(bào)警輸出端，通常驅(qū)動(dòng)一蜂鳴器，同時(shí)配合5腳LED的狀態(tài)，當(dāng)蓄電池電壓輸入出現(xiàn)過(guò)壓或低壓時(shí)，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔1秒報(bào)警一次，當(dāng)出現(xiàn)交流過(guò)流或者短路時(shí)，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔0.5秒報(bào)警一次。13腳為檢測(cè)蓄電池電壓，當(dāng)13腳的電壓超過(guò)3V或低于1V時(shí)，逆變停止工作，并進(jìn)入欠壓或過(guò)壓故障狀態(tài)。通過(guò)外接蓄電池上分壓來(lái)實(shí)現(xiàn)。10腳為交流電壓穩(wěn)壓反饋輸入，實(shí)時(shí)檢測(cè)功率主板輸出的交流正弦波輸出電壓變動(dòng)范圍，并作調(diào)整輸出達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

第5章

系統(tǒng)調(diào)試

5.1

測(cè)試使用的儀器

序號(hào)

名稱、型號(hào)、規(guī)格

數(shù)量

1

數(shù)字示波器

1

2

UT70A數(shù)字萬(wàn)用表

1

3

函數(shù)信號(hào)發(fā)生器

1

5.2

輸出功率與效率的測(cè)試

輸出功率的定義：即為電源把其輸入功率轉(zhuǎn)換為有效輸出功率的能力。

測(cè)試框圖如下圖所示。

先如圖布置好測(cè)試電路后，進(jìn)行如下步驟調(diào)試：

1.各電路輸出電壓、電流測(cè)量同時(shí)進(jìn)行。

2.開(kāi)啟所有設(shè)備、記錄輸入功率數(shù)值及各點(diǎn)輸出電壓，電流值。

3.計(jì)算輸入功率Pi=Ui*Ii，輸出功率值Po=Uo*Io.

4.效率n=Po/Pi*100%,Pi為輸入。

5.3

過(guò)流保護(hù)的測(cè)試

定義：當(dāng)輸出電流大于設(shè)定保護(hù)值時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)關(guān)閉輸出，形成過(guò)流保護(hù)。當(dāng)輸出電流小于設(shè)定保護(hù)值時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)恢復(fù)正常工作狀態(tài)。

測(cè)試方法：如圖18所示。在輸出端接入3個(gè)串聯(lián)10歐電阻作為負(fù)載，通過(guò)短路其中的一個(gè)或兩個(gè)來(lái)模擬過(guò)流情況發(fā)生。觀察系統(tǒng)是否進(jìn)行過(guò)流保護(hù)。

圖18

過(guò)流保護(hù)測(cè)試框圖

測(cè)試結(jié)果與分析：逆變過(guò)程中，過(guò)流保護(hù)裝置在電流大于設(shè)定保護(hù)值時(shí)關(guān)閉輸出，并在恢復(fù)正常時(shí)又打開(kāi)輸出。所以過(guò)流保護(hù)裝置正常工作。

5.4

空載待機(jī)功能測(cè)試

（1）

定義：當(dāng)無(wú)負(fù)載接入時(shí)，系統(tǒng)關(guān)閉輸出進(jìn)入待機(jī)模式。當(dāng)有負(fù)載接入時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入正常工作狀態(tài)。

（2）

測(cè)試方法：接入負(fù)載后斷開(kāi)負(fù)載，觀察系統(tǒng)輸出狀態(tài)。

（3）

結(jié)果與分析：輸出端負(fù)載斷開(kāi)5s后系統(tǒng)進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)，此時(shí)無(wú)輸出。再次接入負(fù)載，系統(tǒng)就開(kāi)始進(jìn)入逆變工作狀態(tài)。

5.5

輸出電壓范圍測(cè)試

（1）

定義輸出電壓的最大值最小值。

（2）

測(cè)試方法：調(diào)節(jié)電壓反饋賄賂的參數(shù)，觀察輸出電壓大小。

（3）

測(cè)試結(jié)果：接入300歐的電阻調(diào)節(jié)Rp3，輸出電壓在8~12V之間。

結(jié)果分析

經(jīng)過(guò)測(cè)試以后題目的基本要求都已經(jīng)完成，各項(xiàng)性能指標(biāo)都較好的實(shí)現(xiàn)在輸出功率穩(wěn)定時(shí)效率達(dá)到了93%。同時(shí)該電路還具有短路保護(hù)，空載保護(hù)，過(guò)流保護(hù)的功能。

第6章

總結(jié)

剛剛拿到課程設(shè)計(jì)的題目時(shí)真不知道從哪里開(kāi)始動(dòng)手,課題名稱里的芯片根本就沒(méi)聽(tīng)說(shuō)過(guò)。通過(guò)上網(wǎng)查找資料,弄清楚了它的功能,才真正開(kāi)始了設(shè)計(jì)。但這個(gè)東西包括了幾個(gè)部分,所以一定要把握好它的整體設(shè)計(jì)思路,在其框架之下,對(duì)各部分的單元電路進(jìn)行分析和設(shè)計(jì),最后經(jīng)過(guò)電路的修改,參數(shù)的確定,將各個(gè)部分連接起來(lái),形成總的電路圖。

課程設(shè)計(jì)雖然大家的課題不是完全一樣的，但是大家之間的團(tuán)隊(duì)合作還是很重要的，有些地方自己一個(gè)人看不明白，通過(guò)和同學(xué)之間的討論最終弄明白，這是一個(gè)很有趣的過(guò)程，我相信通過(guò)這次的課程設(shè)計(jì)我們大家之間對(duì)于電力電子的學(xué)習(xí)取得了更加大的進(jìn)步。

這次實(shí)習(xí)我學(xué)到了很多。在摸索該如何設(shè)計(jì)電路使之實(shí)現(xiàn)所需功能的過(guò)程中，培養(yǎng)了我的設(shè)計(jì)思維，增加了實(shí)際操作能力。在體會(huì)設(shè)計(jì)的艱辛的同時(shí)，更讓我體會(huì)到成功的喜悅和快樂(lè)。

通過(guò)這兩個(gè)星期的課程設(shè)計(jì)，從開(kāi)始任務(wù)到查找資料，到設(shè)計(jì)電路圖，到最后的實(shí)際接線過(guò)程中，我學(xué)到了課堂上學(xué)習(xí)不到的知識(shí)。上課時(shí)總覺(jué)得所學(xué)的知識(shí)太抽象，沒(méi)什么用途，現(xiàn)在終于認(rèn)識(shí)到了它的重要性。平時(shí)上課老師講的內(nèi)容感覺(jué)都聽(tīng)明白了,但真正到了用的時(shí)候卻不怎么會(huì)用了,經(jīng)過(guò)這次課程設(shè)計(jì)才知道,要真正學(xué)好一門課程,并不是把每一章的內(nèi)容搞懂就行了,而是要將每一章的內(nèi)容聯(lián)系起來(lái),融會(huì)貫通,并能夠應(yīng)用到實(shí)踐中去.通過(guò)這次課程設(shè)計(jì)，我學(xué)到了不少新知識(shí)、新方法、新觀點(diǎn)。這次設(shè)計(jì)不但鍛煉了我的學(xué)習(xí)能力、分析問(wèn)題與解決問(wèn)題的能力，同時(shí)也鍛煉了我克服困難的勇氣和決心。

還有本次課程設(shè)計(jì)最重要的是加強(qiáng)了我的動(dòng)手能力，平時(shí)學(xué)習(xí)的時(shí)候只是片面的認(rèn)識(shí)和照搬書本上的知識(shí)，書本知識(shí)在實(shí)際應(yīng)用的時(shí)候會(huì)出現(xiàn)很大的偏差，理論聯(lián)系實(shí)際才是真正的學(xué)習(xí)之道。要在實(shí)際運(yùn)用的時(shí)候結(jié)合實(shí)際的環(huán)境，具體的分析，解決問(wèn)題，這才是這次課程設(shè)計(jì)對(duì)于我最重要的意義。

篇2

【關(guān)鍵詞】推挽電路 全橋逆變 正弦脈寬調(diào)制

1 前言

汽車已經(jīng)是普遍交通工具，方便汽車生活的電器設(shè)備需要可靠的電源供電，車載儲(chǔ)能設(shè)備電壓一般為12V或24V，而用電設(shè)備一般需要220V/50HZ交流電源供電。因此，需要將12V低壓直流電變換為220V交流電?，F(xiàn)有產(chǎn)品大多為方波或準(zhǔn)正弦波輸出，效率低，諧波含量高。因此，研究效率高、可靠性高的正弦波車載逆變器具有重要意義。

2 正弦波逆變器的結(jié)構(gòu)

根據(jù)車載逆變器輸入和輸出的要求，逆變器的整體結(jié)構(gòu)由兩部分組成，第一部分實(shí)現(xiàn)直流升壓功能，第二部分實(shí)現(xiàn)逆變功能。實(shí)現(xiàn)升壓和逆變功能的方案很多，但各有優(yōu)缺點(diǎn)。

（1）DC-DC變換部分：Boost電路可以實(shí)現(xiàn)升壓，但升壓能力有限，輸入輸出沒(méi)有隔離，效率低；半橋變換器的等效輸入電壓為實(shí)際輸入電壓的一半，電壓利用率很低；全橋變換器所用器件多、控制復(fù)雜、成本高；推挽逆變加全橋整流電路升壓能力比boost電路強(qiáng)，輸入電壓利用率比半橋電路高，所用元器件比全橋電路少且控制電路相對(duì)簡(jiǎn)單，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了輸入輸出隔離。因此，本次設(shè)計(jì)采用推挽升壓加全橋整流的設(shè)計(jì)方案實(shí)現(xiàn)直流升壓。

（2）DC-AC變換部分：逆變部分一般采用全橋逆變電路，控制電路設(shè)計(jì)多種多樣，輸出電壓波形各不相同，采用模擬芯片如SG3524等可以得到方波輸出電壓，采用移相控制、多重結(jié)構(gòu)等可實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)正弦波輸出，實(shí)現(xiàn)正弦波輸出常用方法是單片機(jī)控制，但電路復(fù)雜、成本高、可靠性差。此次設(shè)計(jì)采用集成控制芯片TDS2285，該芯片是一款專門用來(lái)制造高純正弦波逆變電源的控制芯片，它是用程序來(lái)產(chǎn)生SPWM波的，所以不需要基準(zhǔn)源，也不需要調(diào)制電路，穩(wěn)壓電路簡(jiǎn)單，不用考慮相移補(bǔ)償。

3 具體電路設(shè)計(jì)

按上述設(shè)計(jì)方案，完成電路設(shè)計(jì)、參數(shù)計(jì)算及器件選型、變壓器制作等工作。

（1）推挽升壓電路設(shè)計(jì)。推挽升壓電路由推挽電路，升壓變壓器，高頻整流電路及TL494構(gòu)成的控制電路組成。TL494控制電路如圖1所示。

推挽電路在每次電流回路中只有一個(gè)開(kāi)關(guān)管，通態(tài)損耗較小，適于低電壓輸入場(chǎng)合。開(kāi)關(guān)管根據(jù)功率及工作頻率要求選用功率MOSFET，通過(guò)參數(shù)計(jì)算選擇NEC4145。

變壓器設(shè)計(jì)是升壓電路的難點(diǎn)，首先根據(jù)電路參數(shù)要求選擇磁芯材料確定B，然后計(jì)算core的AP值，再查閱TDK數(shù)據(jù)手冊(cè)選用core。通過(guò)計(jì)算查表選擇ER35，材質(zhì)選PC40；根據(jù)輸入輸出電壓值及占空比計(jì)算變壓器初級(jí)和次級(jí)的繞組匝數(shù)，根據(jù)功率要求計(jì)算電流大小，依據(jù)電流選擇導(dǎo)線直徑，初級(jí)6T加6T，導(dǎo)線用銅箔，次級(jí)選0.71線一根繞180T，變壓器制作過(guò)程中應(yīng)注意絕緣設(shè)計(jì)。

高頻整流電路選用全橋結(jié)構(gòu)，根據(jù)頻率要求整流器件選用超快恢復(fù)二極管SF28。

（2）全橋逆變電路設(shè)計(jì)。逆變電路采用全橋形式，根據(jù)電壓及電流要求，開(kāi)關(guān)管選用IRPF460。其控制信號(hào)由逆變控制芯片TDS2285產(chǎn)生。為了防止逆變器發(fā)生“直通”現(xiàn)象，必須設(shè)置一段死區(qū)時(shí)間。用非門MM74HC04、與非門74HC00、RC微分電路構(gòu)成死區(qū)電路設(shè)計(jì)。由于控制芯片輸出的SPWM脈沖波電壓值有限，不能直接驅(qū)動(dòng)MOS開(kāi)關(guān)管，同時(shí)為了防止主電路對(duì)控制電路的影響，它們之間必須進(jìn)行隔離。

4 焊接和調(diào)試

PCB版圖制作焊接完成無(wú)誤后進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試分兩步進(jìn)行，分別對(duì)前級(jí)DC-DC變換器和后級(jí)DC-AC變換器進(jìn)行測(cè)試。

前級(jí)調(diào)試：在輸入端接一個(gè)15A的保險(xiǎn)絲，后級(jí)功率電路的高壓保險(xiǎn)絲不要安裝。把萬(wàn)用表直流電壓檔接在高壓電解電容兩端，接電源，調(diào)試驅(qū)動(dòng)電路的電位器，使高壓輸出在340-380V之間。

后級(jí)調(diào)試：調(diào)好前級(jí)后，在后級(jí)功率電路的高壓保險(xiǎn)絲座上，裝上一個(gè)1A的保險(xiǎn)絲，在高壓電解電容兩端接上一個(gè)60V左右的電壓，作為母線電壓，在AC輸出端加上適當(dāng)電阻做負(fù)載，可以測(cè)到正弦波電壓大約在40V左右。

聯(lián)機(jī)：在前后級(jí)都正常的情況下，可以把前后級(jí)聯(lián)起來(lái)，完成整機(jī)調(diào)試。AC輸出端的負(fù)載去掉，接上示波器，調(diào)整SPWM驅(qū)動(dòng)電路電位器，把它調(diào)在220V左右停下。

5 結(jié)論

通過(guò)以上分析、設(shè)計(jì)、制作和測(cè)試說(shuō)明：前級(jí)采用TL494控制推挽升壓電路，后級(jí)采用TDS2285輸出SPWM信號(hào)控制全橋逆變電路，可以實(shí)現(xiàn)輸入直流12V到輸出交流220V正弦波的變換，輸出電壓基本穩(wěn)定，效率基本達(dá)到要求。經(jīng)實(shí)驗(yàn)論證，該逆變電源穩(wěn)定，性能可靠。

參考文獻(xiàn)

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[2]楊成明.車載逆變電源的研究與設(shè)計(jì)[D].大連：大連海事大學(xué)，2005.

[3]丁成偉，高鶴，趙一忠等.一種實(shí)用車載逆變器的設(shè)計(jì)[J].電子產(chǎn)品世界，2008.

篇3

關(guān)鍵詞： 硬件描述語(yǔ)言； 脈寬調(diào)制； 電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化； 邏輯功能設(shè)計(jì)

中圖分類號(hào)： TN964⁃34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A文章編號(hào)： 1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03

Design of aero power supply invert⁃controlling circuit based on EDA technology

WU Guo⁃qiang1， JIANG Chao2， LIU Qing⁃quan1， LIU Yan2， 3

（1. Unit 94816 of PLA， Fuzhou 350002， China； 2. Air Force Service College， Xuzhou 221000， China； 3. Unit 92919 of PLA， Ningbo 315000， China）

Abstract： To adapt to the new need and the quick development rhythm of the aero power quality， a modulation scheme of aero inverting circuit was designed by means of the advanced modern EDA technique and pulse⁃width modulation technique. The area⁃equivalent sine wave pulse width modulation （SPWM） was adopted to set up control mathematics model. The logic function needed in circuit design was realized with number operation， digital conversion and hardware description Language VHDL. PLDs are taken as the hardwares of the modulation control circuit. With the MAX+plus Ⅱ software， the simulation and hardware testing experiment were completed on the EDA test developing system （GW⁃GK system）， the three⁃phase SPWM waveform pulse series was acquired， the digitaliztion control was realized， the wave harmonic component was decreased and the almost ideal sine wave was obtained. The method simplified the structure and scale of the control circuit， and increased the control accuracy and credibility of the system.

Keywords： hardware description language； pulse width modulation； electronic design automation； logic function design

當(dāng)前航空電源型號(hào)各異，種類龐雜，應(yīng)該說(shuō)綜合性能還不夠高。特別是隨著航空器的不斷發(fā)展，其對(duì)電源保障需求面臨諸多新挑戰(zhàn)。因此，研制先進(jìn)電源保障設(shè)備，提高其通用性、綜合性，可為現(xiàn)有各類航空器提供通用配套保障，不但能夠適應(yīng)航空器換代的需要，提高其實(shí)用性，而且可以壓縮保障裝備設(shè)備的數(shù)量和規(guī)模。研究事例為航空逆變電源，其特性是負(fù)載三相平衡的前提下，能夠保證三相電壓的幅值、相位始終處于平衡。構(gòu)成的組合式三相全橋逆變電路見(jiàn)圖1。本文引入了技術(shù)現(xiàn)代電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化技術(shù)（EDA），綜合運(yùn)用非常超高速集成電路硬件描述語(yǔ)言設(shè)計(jì)語(yǔ)言（VHDL）和可編程邏輯電路（PLD）元器件進(jìn)行控制邏輯的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，對(duì)組合式三相逆變電路進(jìn)行狀態(tài)控制，獲得要求的輸出電壓及波形[1⁃3]。

1正弦脈寬調(diào)制方案的設(shè)計(jì)與計(jì)算

脈寬調(diào)制（Pulse⁃width Modulation，PWM）是在固定頻率下，設(shè)計(jì)一定規(guī)律的脈寬系列，控制逆變器的開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通及截止?fàn)顟B(tài)，在輸出端獲取所需航空電源，滿足設(shè)計(jì)的品質(zhì)要求。

1.1等效面積法的數(shù)學(xué)模型

采納等效面積正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）生成法，具有輸出波形諧波量小，波形接近正弦波形而且算法簡(jiǎn)單等優(yōu)勢(shì)特點(diǎn)[4⁃5]。

先把理想正弦波劃分為若干等份，如圖2所示，某一等份的弧線與時(shí)間軸形成的面積等同于某矩形脈寬，前提是矩形脈寬中點(diǎn)與弧線投影的中心點(diǎn)在時(shí)間軸上重合，且兩者面積相等，劃分的等份數(shù)量越大，整個(gè)矩形脈沖系列就越近似于設(shè)計(jì)所需的理想正弦波形，其中，矩形脈寬就是用于控制逆變器上元器件的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)[6]。

圖1組合式逆變電路示意圖

如第k個(gè)脈沖，其的正弦波形弧線垂直向下與時(shí)間軸形成的面積為SAk，與其等效的脈沖矩形面積為SRk，易得到公式：

[SAk=MUsα1kα4ksinθdθ=MUscosα1k-cosα4k =SRk=Usα2k-α3k]

式中：調(diào)制參數(shù)為M；理想正弦波被劃分為N等份。

每等份的時(shí)間寬度為θk，每等份的時(shí)間軸中點(diǎn)為αmk，等效面積的矩形寬度（相當(dāng)于導(dǎo)通時(shí)間）為θpk，等效面積的矩形前后兩端剩余時(shí)間（相當(dāng)于截止時(shí)間）寬度為θnk，計(jì)算公式分別是：

[θk=α4k-α1k=2πN,αmk=2πNk-1+2π2N=πN2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]

1.2設(shè)計(jì)計(jì)算及數(shù)據(jù)生成

設(shè)定一定數(shù)值后，通過(guò)上述等式和公式，利用數(shù)學(xué)工具M(jìn)atlab軟件進(jìn)行數(shù)值計(jì)算，生成表1和脈沖數(shù)據(jù)。

圖2 等效面積算法SPWM生成模型

2軟、硬件的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

2.1軟件設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

控制電路的硬件采用PLD元器件，并基于VHDL語(yǔ)言進(jìn)行設(shè)計(jì)達(dá)成所需的邏輯功能，做到數(shù)字化控制。

整個(gè)系統(tǒng)主要由開(kāi)關(guān)模塊M_ONOFF、可控時(shí)鐘分頻器M_CLOCK、反饋調(diào)制模塊M_MANDP、脈沖寬度數(shù)值存儲(chǔ)器A、B、C：PW_ROM和脈沖發(fā)生器M_PWM等模塊按一定邏輯對(duì)接而成，如圖3所示形成了逆變控制邏輯電路的頂層設(shè)計(jì)文件M_TOP_SPWM，可實(shí)現(xiàn)等效面積正弦波脈寬調(diào)制法設(shè)計(jì)所需的脈沖波形系列，用來(lái)控制開(kāi)關(guān)器件IGBT的導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)。

2.2邏輯電路的硬件編譯與實(shí)現(xiàn)

逆變控制電路的頂層設(shè)計(jì)文件用VHDL語(yǔ)言編程描述成邏輯電路后，采用Max+PlusⅡ（Multiple Array MatriX Programmable Logic User SystemⅡ）為本實(shí)驗(yàn)的EDA設(shè)計(jì)軟件，并在EDA實(shí)驗(yàn)開(kāi)發(fā)系統(tǒng)（GW⁃GK系統(tǒng)）上完成仿真和硬件測(cè)試實(shí)驗(yàn)。首先選用ALTERA公司的EP1K50TC144⁃3芯片，然后如圖4，圖5所示對(duì)此芯片管腳進(jìn)行輸入輸出定義、編譯，通過(guò)ByteBlasterMV并行下載，打印機(jī)接口與目標(biāo)板相連，完成芯片邏輯功能配置，最終在硬件上實(shí)現(xiàn)了控制系統(tǒng)電路邏輯功能。

3仿真結(jié)論與開(kāi)發(fā)前景

頂層設(shè)計(jì)文件編譯后進(jìn)行實(shí)驗(yàn)仿真，結(jié)果如圖6所示，其中脈沖系統(tǒng)S_A12、S_A34是單相全橋逆變器A的控制信號(hào)，S_B12、S_B34是單相全橋逆變器B的控制信號(hào)，S_C12、S_C34是單相全橋逆變器C的控制信號(hào)，顯而易見(jiàn)三個(gè)單相全橋逆變器控制脈沖信號(hào)S_A、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精確，完全滿足實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)所需的品質(zhì)要求。

[圖4 芯片引腳的鎖定分配][圖5 連接下載]

采用VHDL硬件描述語(yǔ)言對(duì)硬件的功能進(jìn)行編程，在實(shí)驗(yàn)室就能設(shè)計(jì)獲得所需的控制邏輯電路，特點(diǎn)明顯，具有傳統(tǒng)實(shí)驗(yàn)方法根本無(wú)法實(shí)現(xiàn)的靜態(tài)可重復(fù)編程和動(dòng)態(tài)在系統(tǒng)重構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，這大大提升了航空電源控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的靈活性，實(shí)現(xiàn)了硬件的“軟件化”。用可編程邏輯器件PLD芯片不但壓縮了設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)周期，減少誤差，提高設(shè)計(jì)系統(tǒng)的精確度（如圖6所示，可控制到3 ms以下），而且可以高度縮小控制系統(tǒng)的硬件規(guī)模，提高了集成度[1，3]，降低了開(kāi)發(fā)成本，有利于當(dāng)前航空事業(yè)突飛猛進(jìn)對(duì)電源的多樣化需求開(kāi)發(fā)，前景廣闊。

圖6實(shí)驗(yàn)功能仿真效果圖

參考文獻(xiàn)

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篇4

關(guān)鍵詞：可控硅；串聯(lián)逆變；觸發(fā)延遲時(shí)間

1.引言

90年代我國(guó)工業(yè)飛速發(fā)展，大容量、高功率，低能耗的中頻電爐越來(lái)越被人們所關(guān)注，尤其在鑄造領(lǐng)域中，中頻電爐能提供高質(zhì)量的鐵水和鋼水，便于在熔化過(guò)程中控制溫度和化學(xué)成份，因此近年大量引進(jìn)國(guó)外制造的大容量可控硅中頻電爐，已達(dá)數(shù)百臺(tái)之多，幾乎國(guó)內(nèi)上規(guī)模的機(jī)械制造廠、機(jī)床廠、汽車制造廠的高端技術(shù)市場(chǎng)都被國(guó)外廠商占有。目前國(guó)內(nèi)產(chǎn)品比較國(guó)外，在控制技術(shù)上，按裝工藝上仍有相當(dāng)差距。

我國(guó)電器工業(yè)經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展，目前安裝大容量中頻電爐元器件己具備相當(dāng)條件，大電流耐高壓可控硅，高壓電熱電容己能生產(chǎn)，滿足需求。中頻逆變電源的開(kāi)關(guān)元件，目前有二種，可控硅SCR和絕緣柵雙極型場(chǎng)效應(yīng)晶體管IGBT，根據(jù)國(guó)外文獻(xiàn)所載，大功率，較低頻率（

IGBT特別適用于頻率高，功率較小的變頻加熱設(shè)備，如小容量中頻真空熔煉爐，工件表面淬火和小件透熱等。目前國(guó)內(nèi)200A以上的IGBT都需依賴進(jìn)口，還受到出口國(guó)的限制，最大容量為800A/1 5 0 0V。組裝大功率電源時(shí)，不得不把IGBT串聯(lián)后再多組并聯(lián)，對(duì)用戶來(lái)說(shuō)，元件損壞時(shí)就得長(zhǎng)期依賴于設(shè)備制造廠商供應(yīng)備件

2.串并電路的比較

國(guó)內(nèi)外中頻感應(yīng)電爐主要有二種類型，并聯(lián)逆變和串聯(lián)逆變二類，過(guò)去由于我國(guó)不能生產(chǎn)高壓諧振電熱電容和大功率高壓可控硅，所以普遍生產(chǎn)并聯(lián)諧振型中頻爐，現(xiàn)在由于近二年元器件在技術(shù)上已有所突破，所以一些電爐制廠商都競(jìng)相爭(zhēng)雄開(kāi)發(fā)串聯(lián)型中頻電爐。

并聯(lián)逆變是電流型諧振。振蕩回路中的電流I是電源供給電流i的Q倍。Q為回路品質(zhì)因素，通常可達(dá)6以上，因此電流I在諧振回路內(nèi)很大，負(fù)載線圈L，電容C，以及銅排內(nèi)發(fā)熱損耗很大。

串聯(lián)逆變是電壓型諧振。回路中的電流與電源供給的電流相等，而在電容C和負(fù)載線圈上的振蕩電壓為電源電壓的Q倍，可高達(dá)2500VAC以上。由于諧振回路電流I等于通過(guò)可控硅的電源電流i。所以串聯(lián)逆變較并聯(lián)逆變回路中的電能損耗要小得多，因此串聯(lián)逆變電爐電效率大大高于并聯(lián)逆變電路。

3.一拖二工作原理

運(yùn)行方式采用一拖二，一拖二即一套整流電源帶動(dòng)二套逆變裝置運(yùn)行，也可以任何一套逆變裝置單獨(dú)運(yùn)行，供電給A爐或B爐，雙供電一拖二功能，特別適用于中小鑄件大批量連續(xù)生產(chǎn)運(yùn)行，任意一臺(tái)電爐高功率熔化作業(yè)，另一臺(tái)爐體可保溫或?qū)⒗淞项A(yù)熱，功率按需任意分配，二臺(tái)電爐的使用功率總和恒定不變，兩臺(tái)電爐連續(xù)交替熔化和保溫澆鑄，同時(shí)運(yùn)行，可使電源始終在滿功率下運(yùn)行，以此提高電爐的熔化生產(chǎn)率。

4.橋式串聯(lián)逆變器工作過(guò)程的分析

為便于分析串聯(lián)逆變器的工作過(guò)程起見(jiàn)，我們可先從簡(jiǎn)化串聯(lián)逆變器電路入手進(jìn)行分析。SCR1～SCR4、D1～D4組成逆變橋臂，C為補(bǔ)償電容器，L、R為負(fù)載的等值電感、電阻。這里，我們暫不考慮換向電抗器等其他元件的影響。串聯(lián)逆變器要求接在恒壓源上，所以在電源側(cè)并有一組大容量的電容Cd。

當(dāng)t=t0時(shí)，觸發(fā)脈沖ug1、4觸發(fā)可控硅SCR1、4，使可控硅SCR1和SCR4導(dǎo)通，工作電流ia從電源正極經(jīng)SCR1C、L、RSCR4，回到電源負(fù)極，這時(shí)的工作狀態(tài)實(shí)際上是C、L、R串聯(lián)電路接通直流電源時(shí)的過(guò)渡過(guò)程。當(dāng)R

當(dāng)t>t1，電容C開(kāi)始向電感L、電阻R及電源放電，電流ia的路徑為D1CdD4R、L、C，流過(guò)負(fù)載回路的電流反向，當(dāng)電容C上的電壓等于Ud時(shí)，回路中電流ia達(dá)到負(fù)向最大值，電感電壓為零，但由于電感中電流不能突變，電感上產(chǎn)生一個(gè)電感電壓，使電流繼續(xù)維持，電容C繼續(xù)放電，直到電容電壓接近于零。t1～t2段時(shí)間的波形，實(shí)際上就是串聯(lián)諧振負(fù)半周的電流、電壓波形。t=t2時(shí)，電流自然過(guò)零，D1、4關(guān)斷，此時(shí)可控硅SCR1、4也已恢復(fù)正向阻斷能力，第一個(gè)過(guò)渡過(guò)程結(jié)束了。t2～t3這段時(shí)間內(nèi)回路中電流等于零。

當(dāng)t=t3時(shí)，觸發(fā)脈沖ug2、3觸發(fā)可控硅SCR2、3，可控硅SCR2及SCR3導(dǎo)通，開(kāi)始第二個(gè)過(guò)渡過(guò)程，這一過(guò)渡過(guò)程與第一個(gè)過(guò)渡過(guò)程是完全一樣的。t3-t6段時(shí)間內(nèi)的波形，只是相位差180度。兩個(gè)過(guò)渡過(guò)程組成了逆變電路的一個(gè)工作周期。當(dāng)t3=t2時(shí)，即第一個(gè)過(guò)渡過(guò)程剛結(jié)束，緊接著觸發(fā)可控硅SCR2、3，即開(kāi)始第二個(gè)過(guò)渡過(guò)程。若t3繼續(xù)提前，也就是說(shuō)二極管D1、4中的電流還尚未過(guò)零前，就觸發(fā)可控硅SCR2、3，開(kāi)始第二個(gè)過(guò)渡過(guò)程，在這種情況下，通過(guò)負(fù)載的電流波形就類似于正弦波了。在t0～t1時(shí)間內(nèi)，電流通過(guò)可控硅SCR1、4； 在t1～t2時(shí)間內(nèi)，電流通過(guò)二極管D1、4； 在t2～t3時(shí)間內(nèi)，電流通過(guò)可控硅SCR2、3；t3～t4時(shí)間內(nèi)，電流通過(guò)二極管D2、3。以后就重復(fù)上面過(guò)程。

由上述分析可見(jiàn)，串聯(lián)逆變器的換流過(guò)程可分為兩個(gè)階段：流經(jīng)可控硅SCR1、4的電流過(guò)零后，電流自然的轉(zhuǎn)移到反饋二極管D1、4，我們將這一階段稱之為自然換流過(guò)程。在自然換流過(guò)程中，雖然導(dǎo)電元件改變了，電流從SCR1、4轉(zhuǎn)移到D1、4，但電路的結(jié)構(gòu)卻沒(méi)有變。第二個(gè)換流階段是當(dāng)流經(jīng)二極管D1、4的電流在尚未自然過(guò)零前，就觸發(fā)可控硅SCR2、3，強(qiáng)迫電流從D1、4轉(zhuǎn)移到可控硅SCR2、3中，我們稱這一階段為強(qiáng)迫換流過(guò)程。在串聯(lián)逆變器中，換流過(guò)程正常與否，決定了逆變器是否能正常工作。

通過(guò)比較可以清楚地看到，在這兩種工作狀態(tài)下雖然逆變器的固有頻率ω0未變，但工作頻率卻提高了，逆變器的輸出功率也大了。串聯(lián)逆變器的工作頻率ω必須小于串聯(lián)諧振頻率電路的固有頻率ω0，但到底要小多少呢？這完全取決于可控硅元件的關(guān)斷時(shí)間toff，也就是說(shuō)，在可控硅SCR1、4中電流自然過(guò)零到觸發(fā)可控硅SCR2、3的時(shí)間間隔內(nèi)，必須保證可控硅SCR1、4正向阻斷能力完全恢復(fù)，td稱之為觸發(fā)延遲時(shí)間。

為保證電流過(guò)零后的可控硅完全恢復(fù)正向阻斷能力，加在電流過(guò)零后的可控硅上的反向電壓時(shí)間必須足夠長(zhǎng)，即必須滿足td≥toff。如果td﹤toff，也就是當(dāng)某一工作臂的可控硅電流過(guò)零后，其正向阻斷能力尚未恢復(fù)之前就觸發(fā)導(dǎo)通另一工作臂的可控硅，逆變器將發(fā)生直通短路。所以說(shuō)td是串聯(lián)逆變器中的一個(gè)重要參數(shù)，正確選取td，才能保證串聯(lián)逆變器正常工作。

5.可控硅串聯(lián)電源的優(yōu)點(diǎn)

串聯(lián)逆變電源工作時(shí)，整流始終在全導(dǎo)通情況下工作，改變逆變回路輸出功率是靠控制逆變觸發(fā)脈沖頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)。且負(fù)載電流為正弦波，所以串聯(lián)逆變電源不會(huì)有高次諧波嚴(yán)重污染電網(wǎng)，且功率因數(shù)高?？梢员ＷC設(shè)備在保溫、烘爐等任何工況下的功率因素大于0.98。而并聯(lián)逆變不可能實(shí)現(xiàn)一拖二自動(dòng)調(diào)功運(yùn)行，因?yàn)椴⒙?lián)逆變電源調(diào)功只能靠調(diào)節(jié)整流橋輸出電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)，當(dāng)并聯(lián)逆變整流橋工作在低電壓，整流導(dǎo)通角很小狀態(tài)下，設(shè)備的功率因數(shù)將會(huì)很低，且并聯(lián)逆變負(fù)載電流為方波，將會(huì)嚴(yán)重污染電網(wǎng)。如果靠調(diào)節(jié)逆變反壓角來(lái)調(diào)功，調(diào)功范圍是很窄的，因此并聯(lián)逆變電源是無(wú)法實(shí)現(xiàn)一拖二運(yùn)行的。

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篇5

關(guān)鍵詞： Matlab； 逆變?cè)矗?建模仿真； 雙環(huán)控制

中圖分類號(hào)： TN911?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2013）16?0164?03

0 引 言

隨著太陽(yáng)能、風(fēng)能等可再生能源的發(fā)展，分布式發(fā)電以其環(huán)境污染少、能源綜合利用率高、供電可靠等優(yōu)點(diǎn)，逐漸成為了各國(guó)家競(jìng)相研究的熱點(diǎn)，在美國(guó)、歐洲等技術(shù)成熟的國(guó)家和地區(qū)，以將其廣泛應(yīng)用在微電網(wǎng)中[1?3]。逆變電源作為一種有效的電力供應(yīng)源，成為了微電網(wǎng)的重要組成部分，并在微電網(wǎng)的研究和實(shí)施中得到了廣泛的應(yīng)用。設(shè)計(jì)的基于PWM的孤立逆變電源，其控制模型采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制策略，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)均采用PI控制方式。應(yīng)用Matlab軟件建立實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ瓦M(jìn)行仿真，通過(guò)仿真驗(yàn)證了控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的合理性，以及雙環(huán)控制策略的應(yīng)用效果，分析仿真結(jié)果證明了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的合理性和有效性。

1 PWM逆變器的電路結(jié)構(gòu)和工作原理

在交?直?交變頻器中，通常要求直流電路采用可控硅整流電路，如圖1（a）所示。逆變輸出的電壓[Uo]的大小可以通過(guò)改變[Ud]的大小來(lái)控制。通過(guò)對(duì)逆變器觸發(fā)電路頻率的控制，可以改變輸出電壓[Uo]的頻率。但是，這種變頻電路存在有缺陷：如果輸出的交流電壓為含有較多諧波的矩形波，這無(wú)論是對(duì)負(fù)載或是交流電網(wǎng)都是不利的；如果輸出功率用相控方式來(lái)調(diào)節(jié)，就會(huì)使輸入功率因數(shù)降低，同時(shí)由于有濾波大電容存在于中間直流環(huán)中，使得調(diào)節(jié)輸入功率時(shí)慣性較大，系統(tǒng)響應(yīng)緩慢。

為解決上述缺陷，可以采用如圖1（b）所示的變頻電路。這種電路通常稱為PWM（Pulse Width Modulation）型變頻電路，其基本的工作原理是對(duì)逆變電路中開(kāi)關(guān)器件的通斷進(jìn)行有規(guī)律的控制，使輸出端得到等幅不等寬的脈沖列，并用這些脈沖列來(lái)替代正弦波。按要求的規(guī)則對(duì)脈沖列的各脈沖寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變電路輸出電壓的大小，又可以改變輸出電壓的頻率[4?5]。

2 孤立逆變?cè)措p環(huán)控制策略

如圖2所示，為設(shè)計(jì)的基于PWM孤立逆變?cè)吹碾妷弘娏麟p環(huán)控制原理圖?？刂仆猸h(huán)為電壓控制環(huán)，電壓[Vabc]的反饋值由測(cè)量模塊2測(cè)得，并與給定的參考值進(jìn)行比較，誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)PI控制器調(diào)節(jié)后作為電流內(nèi)環(huán)基準(zhǔn)；控制內(nèi)環(huán)為電流控制環(huán)，由測(cè)量模塊1測(cè)得的反饋的電流值[Iabc1]與電流基準(zhǔn)進(jìn)行比較產(chǎn)生的誤差信號(hào)，經(jīng)過(guò)PWM發(fā)生器離散化之后產(chǎn)生PWM控制信號(hào)[6]。

PI控制器是具有比例?積分控制規(guī)律的控制器，其框圖如圖3所示，其控制規(guī)律是指控制器的輸出信號(hào)[ut]既反映輸入信號(hào)[et]，又反映[et]對(duì)t的積分，即：

[ut=kPet+kPTI0tetdt]

式中：[kP]為可調(diào)比例系數(shù)，[TI]為可調(diào)積分時(shí)間常數(shù)。

在控制工程實(shí)踐中，PI控制器主要用來(lái)改善控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能[7]。PI參數(shù)的準(zhǔn)確設(shè)置，對(duì)控制效果至關(guān)重要，可調(diào)積分時(shí)間常數(shù)[TI]會(huì)影響系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定的時(shí)間和穩(wěn)定性，可調(diào)比例系數(shù)[kP]會(huì)對(duì)系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間產(chǎn)生影響。在本文設(shè)計(jì)的孤立逆變?cè)粗?，利用工程整定的方法，?duì)外環(huán)電壓反饋值[vabc]進(jìn)行調(diào)節(jié)的PI調(diào)節(jié)器，其參數(shù)整定值為：[kP]=0.25，[TI]=300；對(duì)內(nèi)環(huán)電流反饋[Iabc1]進(jìn)行調(diào)節(jié)的PI調(diào)節(jié)器，其參數(shù)整定值為：[kP]=1.25，[TI]=1。

3 仿真結(jié)果

根據(jù)控制方案，設(shè)計(jì)的孤立逆變?cè)吹慕７抡媸褂肕atlab?Simulink?SimPowerSystems軟件平臺(tái)來(lái)完成。仿真時(shí)間設(shè)定為0.3 s，仿真數(shù)據(jù)均采用標(biāo)幺值，仿真模型如圖5所示。設(shè)計(jì)的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的PI控制模型分別如圖6、圖7所示。

模型仿真的主要參數(shù)如表1所示。

3.1 逆變?cè)捶抡娼Y(jié)果

根據(jù)表1的參數(shù)設(shè)置進(jìn)行建模仿真，仿真開(kāi)始后，逆變電源在很短暫的時(shí)間就達(dá)到了穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，經(jīng)測(cè)量模塊2測(cè)量輸出的電流[Iabc]和電壓[Vabc]，測(cè)量模塊1測(cè)量輸出的電流[Iabc1]，以及調(diào)制系數(shù)m的輸出波形如圖7、圖8所示。

表1 仿真模型主要參數(shù)

逆變電源運(yùn)行達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，由圖7輸出的電壓和電流波形分析可知，逆變電源達(dá)到穩(wěn)后的運(yùn)行狀態(tài)非常穩(wěn)定，達(dá)到了預(yù)期的效果。由圖8可知，調(diào)制系數(shù)m在經(jīng)過(guò)短暫的震蕩之后收斂到0.85～0.9穩(wěn)定的區(qū)間，表明了調(diào)制控制的穩(wěn)定性。

3.2 電壓控制PI仿真結(jié)果

逆變電源運(yùn)行達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，電壓外環(huán)控制模塊的PI調(diào)節(jié)的輸入信號(hào)及經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后的輸出信號(hào)如圖9所示。由圖9的輸出波形可知，輸入到PI的Vd，Vq信號(hào)經(jīng)過(guò)短暫的波動(dòng)收斂到0，并輸入到PI調(diào)節(jié)器中，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后輸出較為穩(wěn)定的誤差信號(hào)，作為電流內(nèi)環(huán)控制的基準(zhǔn)信號(hào)，保證了電流內(nèi)環(huán)控制的穩(wěn)定性。

調(diào)節(jié)前的輸入波形

3.3 電流控制PI仿真結(jié)果

逆變電源運(yùn)行達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，電流內(nèi)環(huán)控制模塊經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后的輸出Vd，Vq和電壓Uabc的波形如圖10所示。在電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)中，電流經(jīng)d?q變換得到信號(hào)與經(jīng)電壓外環(huán)控制后輸入的基準(zhǔn)信號(hào)作比較，比較結(jié)果作為電流控制環(huán)的PI調(diào)節(jié)輸入信號(hào)，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后輸出穩(wěn)定的控制信號(hào)Vd，Vq，如圖10所示，輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)短暫的震蕩收斂到了一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)，表明了電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)穩(wěn)定性。輸出的電壓Uabc作為PWM發(fā)生器的輸入信號(hào)，經(jīng)過(guò)PWM發(fā)生器離散化之后產(chǎn)生PWM控制信號(hào)，形成一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng)，保證了整個(gè)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

4 結(jié) 語(yǔ)

分布式發(fā)電作為高效、清潔的發(fā)電方式，以其具有投資少、可與環(huán)境兼容等優(yōu)點(diǎn)，在微電網(wǎng)中得到了廣泛的應(yīng)用。逆變電源作為微電網(wǎng)的重要組成部分，其設(shè)計(jì)運(yùn)行的穩(wěn)定性、有效性和可行性，直接會(huì)影響到整個(gè)微電網(wǎng)供電的電能質(zhì)量。設(shè)計(jì)的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制的逆變電源，電壓外環(huán)可以增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性和消除靜態(tài)誤差，電流內(nèi)環(huán)可以提高系統(tǒng)的快速性和動(dòng)態(tài)特性。采用PI控制策略，利用Matlab軟件建立了實(shí)驗(yàn)仿真平臺(tái)。仿真結(jié)果表明，設(shè)計(jì)的逆變電源具有很好的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能，控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)合理穩(wěn)定，參數(shù)的選擇合理有效。

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篇6

[關(guān)鍵詞]高頻逆變；交直交變頻；集成控制器；車載電源

[DOI]10.13939/ki.zgsc.2015.45.071

1 引 言

車載逆變電源作用是把汽車蓄電池12V或24V的直流電轉(zhuǎn)變?yōu)?0Hz的交流電，得到的交流電可以給筆記本電腦、數(shù)碼攝像機(jī)、普通照明燈、平板電腦、電動(dòng)工具、車載冰箱等使用220V交流電源的用電設(shè)備供電。車載逆變電源在國(guó)外普遍受到歡迎。中國(guó)已成為世界上汽車產(chǎn)銷量第一大國(guó)，隨著我國(guó)汽車普及程度的逐漸提高，車載逆變電源的市場(chǎng)會(huì)越來(lái)越巨大。

2 總體設(shè)計(jì)

車載逆變電源設(shè)計(jì)主要有兩點(diǎn)，一個(gè)是把蓄電池電壓提升至220V，另一個(gè)就是頻率要為50Hz。把12V的電壓提到220V，采用升壓斬波電路進(jìn)行。采用升壓斬波電路即Boost電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，由于出電壓比輸入電壓高出很多，升壓倍數(shù)約為18。由Boost電路工作原理易知，占空比約為0.95，理論上可行，但Boost電路實(shí)際中難以實(shí)現(xiàn)[1]，所以要升壓就要借助變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)。變壓器如果采用工頻變壓器，輸出同樣功率的情況下，體積和重量會(huì)比高頻變壓器大出很多，是人們不能接受的。因此要采用高頻變壓器，采用高頻變換電路。借助高頻變壓器實(shí)現(xiàn)12V的電壓變?yōu)?20V的電壓，輸出頻率必然也是高頻。高頻的220V交流電，很多我們使用的220V市電供電的用電設(shè)備不能直接使用。要再進(jìn)一步變換，把高頻直流電源變換成50Hz的交流電。從總體結(jié)構(gòu)上來(lái)說(shuō)，設(shè)計(jì)的電路共有兩部分：前一部分借助高頻變壓器和相就的變換電路把12V直流電變?yōu)?20V的高頻交流電，后一部分把高頻的220V交流電變換為50Hz的220V交流電。

輸入為12V低壓輸入，輸出功率大時(shí)輸入電流會(huì)很大，屬低壓較大電流輸入。全橋式變換電路回路中有兩個(gè)功率管，而半橋式回路是一半電壓對(duì)應(yīng)一個(gè)功率管，對(duì)推挽式逆變電路回路中功率開(kāi)關(guān)管只有一個(gè)，相比較而言，可以減少功耗[2]。后一部分輸入的電壓本身比較高，而全橋逆變電路可以實(shí)現(xiàn)比較大的功率輸出。因此電路設(shè)計(jì)前一部分采用推挽逆變電路，后一部分采用全橋逆變電路。推挽變換電路輸出的高頻220V經(jīng)高頻二極管整流濾波后得到直流電，再經(jīng)全橋逆變電路得到50Hz的220V的交流電。

3 推挽逆變部分

該部分功能為把蓄電池12V直流輸出變?yōu)楦邏?20V輸出，頻率為10KHz，屬高頻輸出。推挽式變換電路主要由兩個(gè)開(kāi)關(guān)管Q1、Q2，變壓器T1構(gòu)成。開(kāi)關(guān)管Q1、Q2正負(fù)半周交替通斷工作。中心抽頭把變器原邊對(duì)稱地分為兩半。正半周期開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷，12V蓄電池，變壓器原邊的一半和Q1構(gòu)成回路；負(fù)半周期開(kāi)關(guān)管Q2導(dǎo)通，Q1關(guān)斷，12V蓄電池，變壓器原邊的另一半和Q2構(gòu)成回路。正負(fù)半周流過(guò)變壓器原邊的電流方向相反，變壓器副邊得到交流電[3]。這里采用的變壓器副邊匝數(shù)等于原邊匝數(shù)的好多倍，所以輸出電壓高。逆變輸出的交流電頻率主要取決于開(kāi)關(guān)管工作頻率。如前所敘述，為了減少變壓器的重量和體積，采用高頻變壓器，開(kāi)關(guān)管工作頻相對(duì)比較高。推挽逆變電路部分如圖1所示。

推挽逆變的控制驅(qū)動(dòng)以SG3525為核心。 SG3525是專用的集成電壓型的PWM控制器。圖1推挽逆變電路中芯片1腳，2腳對(duì)應(yīng)一誤放大器同向輸入端和反向輸入端，兩腳電壓差比較大，輸出PWM占空比最大[4]，同樣條件下，逆變電路輸出電壓也最大。5腳，6腳外接電阻電容大小決定了芯片輸出PWM信號(hào)頻率也就決定了推挽逆變器工作頻率。11 腳和14腳輸出兩波形一樣而相位相差180°的PWM信號(hào)，分別通過(guò)R6、R7驅(qū)動(dòng)Q1和Q2。

4 整流與全橋逆變部分

整流與全橋逆變部分也即交直交變頻部分。該部分功能為把前一部分220V高頻輸出轉(zhuǎn)變成頻率50Hz的220V的交流電。電路如圖2所示。220V的高頻交流電經(jīng)二極管VD1-VD4構(gòu)成的橋式整流電路整流濾變?yōu)橹绷麟姾笤俳?jīng)過(guò)四個(gè)功率管VT1-VT4逆變后得到220V，50Hz交流電。控制以TL494為核心。芯片5腳6腳接的電阻電容決定了其輸出PWM信號(hào)的頻率也就決定了逆變電路輸出頻率，5腳6腳接的電阻電容選擇恰當(dāng)?shù)闹稻涂梢宰屇孀冸娐份敵鲱l率為50Hz。1腳、2腳對(duì)應(yīng)于一誤差放大器同向輸入端和反向輸入端，15腳、16腳對(duì)應(yīng)于另一誤差放大器。兩誤差放大器反向輸出端接14腳獲得比較高的電壓，而同輸入端接地，這樣輸出的PWM信號(hào)占空比最大。8腳和11腳為PWM信號(hào)輸出端，互補(bǔ)輸出，即相位相差180°。8腳的輸出控制VT1和VT3，11腳的輸出控制VT2和VT4。8腳和9腳分別是芯片內(nèi)部集成的開(kāi)關(guān)三極管的集電極和射極8腳輸出是低電位時(shí)，VT3不導(dǎo)通，Q11也不導(dǎo)通，蓄電池12V電壓通過(guò)VD5，R4和R1讓VT1導(dǎo)通；8腳輸出高電位時(shí)，通過(guò)R7使VT3導(dǎo)通，同時(shí)易知Q11也導(dǎo)通，把VT1柵極電位拉低，VT1截止。11腳的輸出驅(qū)動(dòng)控制VT2和VT4工作過(guò)程和8腳輸出驅(qū)動(dòng)控制VT1和VT3相同，只是8腳和11腳輸出的PWM相位上相差180°。

TL494也是常用的電壓型脈寬調(diào)制集成控制器。其內(nèi)部主要集成了線性鋸齒波振蕩器，兩個(gè)誤差放大器，死區(qū)時(shí)間比較器，PWM比較器，基準(zhǔn)電壓源，觸發(fā)器等，共有16個(gè)引腳。線性鋸齒波振蕩器的振蕩頻率由5腳、6腳上外接的電阻電容來(lái)決定。兩個(gè)誤差放大器在這里地位是一樣的，它們的輸出分別經(jīng)過(guò)一個(gè)二極管送到PWM比較器的同向輸入端，與加在PWM比較器反向輸入端的線性鋸齒波做比較，產(chǎn)生PWM信號(hào)。3腳是兩誤差放大器的輸出端，也是PWM比較器同向輸入端；脈沖寬度的調(diào)節(jié)可以通過(guò)3腳上的電壓來(lái)控制，也可分別通過(guò)誤差放大器進(jìn)行調(diào)節(jié)[5]。13端為輸出控制端，當(dāng)其接低電平時(shí)，兩管子工作情況相同，當(dāng)其接高電平時(shí)兩管子推挽輸出。TL494內(nèi)部還有一個(gè)基準(zhǔn)電壓源，通過(guò)14腳為其在應(yīng)用時(shí)提供5.0V的基準(zhǔn)電壓。芯片的4腳為死區(qū)控制引腳，可用來(lái)限定芯片輸出PWM的最大占空比。利用此功能，引入反饋信號(hào)至引腳上可以限定全橋逆變電路的最大輸出電壓，圖2中未畫出該部分。

5 結(jié) 論

經(jīng)實(shí)踐可知，該款逆變電源性能穩(wěn)定，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率高，成本優(yōu)勢(shì)明顯，可使有車生活更加方便。不足之處在于它的輸出不是正弦波，輸出電壓會(huì)受輸入電壓影響，在220V左右一定范圍內(nèi)波動(dòng)。

參考文獻(xiàn)：

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篇7

關(guān)鍵詞：正弦波逆變技術(shù) 控制策略 仿真

中圖分類號(hào)：TM61 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1674-098X（2016）12（a）-0028-04

Abstract：Households with a small wind generator output voltage is stored in 32 V or 24 V，48 V battery， such as this makes many ac electric equipment cannot be used directly. In order to solve this problem，you need to configure inverter in the small wind power generation system，the dc into 220 V/50 Hz alternating current output，so as to meet the needs of communication appliances.Firstly，through comparing the low frequency inverter technology and high frequency inverter technology，high frequency inverter technology is selected. The parameter of each part circuit is devised and calculated. All parts of an apparatus are chose. In succession， the Matlab＼Simulink simulation of circuit structure is made. The model parameters are installed on base of theoretical calculation. The stability control of sine wave inverter is realized through initial simulation. The experimental result indicates the rationality and feasibility of the design scheme.

Key Words：Sine wave inverter technique； Control strategy； Simulation

對(duì)綠色能源―風(fēng)能的主要利用形式是風(fēng)力發(fā)電，它的發(fā)展趨勢(shì)是高技術(shù)化和高性能化。正弦波逆變技術(shù)對(duì)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)而言是一個(gè)極其關(guān)鍵的技術(shù)，它負(fù)責(zé)將直流電調(diào)制成穩(wěn)壓穩(wěn)頻的交流電，然后供給負(fù)載使用或安全并聯(lián)到交流電網(wǎng)中去。采用逆變技術(shù)獲得的交流電幅度和頻率可以靈活調(diào)節(jié)，而且動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、控制性能好、電氣性能指標(biāo)好。

1 主電路的設(shè)計(jì)

該文設(shè)計(jì)的主電路如圖1所示。電壓比調(diào)整和電氣隔離是通過(guò)高頻變壓器實(shí)現(xiàn)的，它不僅省掉了體積龐大且笨重的工頻變壓器還使音頻噪聲明顯降低了。變換效率較高和輸出電壓紋波小是該電路的特點(diǎn)。

1.1 單極LC直流輸入濾波電路

輸入濾波器可以使輸入電流平穩(wěn)化[1]。取直流升壓電路的工作頻率為20 kHz，電感量為5μH，電容量為2 200μF，則：ω=2πfs=2×3.14×2×104rad/s，ωf=1/LC=9534.6rad/s滿足公式ω=（2-3）wr。電容電壓取兩倍的裕量：48×2=96 V，取100 V；電感電流為：1250÷48=26.04 A，取30 A。

1.2 直流升壓斬波電路

該環(huán)節(jié)采用雙管單端正激變換電路，電路帶隔離變壓器。輸入直流電壓為48 V，選擇IGBT的額定電壓值為600 V。逆變器的效率為80%，輸入功率為1 250 W，則變換電流為26 A。過(guò)載能力kr取1.5倍，電流安全裕量取1.5倍。IGBT的電流額定值根據(jù)公式I≥2IOkrβr計(jì)算得到I≥83 A。所以選擇IGBT管的型號(hào)為MG100J1BS11（100 A/600 V）。

1.3 逆變變壓器

逆變變壓器對(duì)逆變器的效率和工作可靠性起著非常重要作用，同時(shí)它影響輸出的電氣性能[2]。

（1）變壓器次級(jí)功率：變壓器的輸出功率P0=1111 W，

W。

（2）鐵芯計(jì)算：從曲線圖（依據(jù)變壓器的次級(jí)功率、電源頻率、鐵芯材料）中查得磁感應(yīng)強(qiáng)度Bm為2 000高斯，導(dǎo)線的電流密度j為1.5 A/mm2，占空系數(shù)kc為0.9，銅線在鐵芯窗口中的占空系數(shù)ko為0.3。根據(jù)變壓器次級(jí)功率的大小從曲線中求得效率為0.96，代入公式得：

（3）每匝感應(yīng)電勢(shì)：

（4）繞組匝數(shù)計(jì)算：初級(jí)繞組

，次級(jí)繞組=

。

（5）繞組電流計(jì)算：磁化電流=

A，鐵芯損耗電流：A，次級(jí)電流A。

（6）繞組導(dǎo)線計(jì)算：初級(jí)繞組線徑，次級(jí)繞組線徑。

（7）絕緣設(shè)計(jì)采用3層層間電纜紙。

1.4 整流及輸出濾波

取直流電壓的1.5倍為整流二極管的電壓裕量，即V。管中流過(guò)的峰值電流值=

A整流二極管的額定電流值要大于此值，選擇快恢復(fù)二極管額定電壓為600 V，額定電流為15 A，型號(hào)為MUR1560。因?yàn)橹C波電壓分量存在于不可控整流電路輸出電壓uD中，整流電路的輸出電壓必須經(jīng)過(guò)濾波器，然后再與負(fù)載相連。LC濾波器通常由較小的L和較大的C組成（主要考慮濾波電感L的重量和體積）。選擇電感：L2=0.5μH，電感電流3.5 A。由C2≥μF，取耐壓為450 V的10μF電容（根據(jù)仿真結(jié)果進(jìn)行調(diào)試）。

1.5 全橋逆變

（1）IGBT額定電壓UCE的選擇：取IGBT的額定電壓UCE為600 V（依據(jù)交流側(cè)電壓為220 V）。

（2）IGBT額定電流IC的選擇：考慮逆變效率（η>90%）和安全^載裕量（2倍左右），流過(guò)IGBT的電流額定值Ic： A。選取四只型號(hào)為MG25J1BS11（額定電壓600 V，額定電流25 A）的IGBT管。

1.6 輸出濾波

選擇濾波器截止頻率為300 Hz（輸出電壓基波頻率為50 Hz）則L3≥R/2πfc，

根據(jù)仿真調(diào)試，取電流為10A的65mH電感。C3≥1/2πfcR=

μF，根據(jù)仿真調(diào)試，選擇耐壓為450 V的100μF電容。

鐵芯電抗器計(jì)算：電感交流電壓U=2πfL1=2×3.14×50×

65×10-3×4.54=92.66 V。

電感的功率容量：W，W，

鐵心型號(hào)選XCD25×50×50（Sc=11.5cm2、Lc=22.6cm）。匝數(shù)：N==

cm，

。

1.7 緩沖電路

該設(shè)計(jì)選擇RCVD緩沖電路[3]。由公式求得參數(shù)，從IGBT數(shù)據(jù)手冊(cè)可查知tf、可查知tr。若選擇MG100J1BS11型號(hào)的IGBT電容C=6.225μF（tf=1.0 μs，tr=0.8 μs，Ice=83 A，Vce=24 V），在IGBT導(dǎo)通時(shí)期內(nèi)，電容CS放電，假設(shè)放電時(shí)間常數(shù)是充電時(shí)間常數(shù)的3倍則電阻為，電阻的功率為。若選擇MG100J1BS11型號(hào)的IGBT電阻0.05 Ω， ，二極管型號(hào)選擇為2CZ100A/A，它的額定電壓為25V，它的額定電流100 A。對(duì)MG75J1BS11電阻，PR=62.5 W，二極管的型號(hào)選擇為ZQ15，它的額定電壓300 V，它的額定電流15 A。

2 控制和驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

2.1 DC-DC控制電路

DC-DC電路控制電路如圖2所示。反饋電壓u0由逆變器的輸出電壓經(jīng)整流、濾波、分壓后得到，逆變器的輸出電壓的大小正比于u0。調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的幅值可以通過(guò)調(diào)節(jié)反饋電壓的大小來(lái)實(shí)現(xiàn)[4]。

SG3524-1芯片的反相端腳1接控制信號(hào)u0，參考電平接同相端腳2，反饋信號(hào)就可以控制SG3524-1的輸出脈沖的占空比。逆變器輸出減小會(huì)使反饋電壓隨之下降，這會(huì)增加SG3524-1輸出脈沖的占空比，跟著升高的是DC-DC電路的輸出電壓，最終升高的是逆變器輸出交流電壓。反之亦然。顯然，整個(gè)逆變器的輸出自動(dòng)穩(wěn)壓調(diào)節(jié)功能是通過(guò)SG3524-1的脈寬調(diào)制的控制作用來(lái)實(shí)現(xiàn)的。（如圖3）

2.2 DC-AC控制電路

產(chǎn)生SPWM信號(hào)：如圖3所示，函數(shù)發(fā)生器ICL8038產(chǎn)生正弦波電壓ua，正弦波的頻率f=1.15/（R2+R3）C1，其中R2和R3都用可調(diào)電阻，正弦波失真度通過(guò)R來(lái)調(diào)整。當(dāng)f=50 Hz時(shí)調(diào)試得R2+R3=9.7kΩ、C1=2.2μF。一路正弦波信號(hào)經(jīng)過(guò)整流后得到uc；另一路正弦波經(jīng)過(guò)比較器后得到與正弦波相同頻率和相位的方波ub。ud是由uc與1 V基準(zhǔn)經(jīng)過(guò)加法器后得的，SG3524-2的1號(hào)腳接ud，這樣SPWM波ue就在SG3524-2內(nèi)部產(chǎn)生了[5]。

分相：一塊二輸入與門74LS08、一塊單輸入非門74LS05組成了分相電路。

3 正弦波逆變電路的仿真研究

使用Simulink來(lái)研究1 000 W的正弦波逆變器輸出電壓的穩(wěn)定性。利用軟件分別仿真了帶阻性負(fù)載、感性負(fù)載和容性負(fù)載時(shí)輸出電壓和電流波形及THD頻譜圖，綜合后得圖4和圖5，分別表示輸出電壓的變化趨勢(shì)和THD的變化趨勢(shì)。可見(jiàn)帶感性負(fù)載時(shí)，輸出電壓提升的比較快，同時(shí)波形的畸變系數(shù)比較小。

4 結(jié)語(yǔ)

風(fēng)能是最重要的可再生能源之一，風(fēng)力發(fā)電對(duì)于改善用能結(jié)構(gòu)和促進(jìn)環(huán)境發(fā)展具有重要意義[6]。該文對(duì)逆變器的主電路和控制電路的各個(gè)環(huán)節(jié)進(jìn)行了參數(shù)的計(jì)算和原件的選擇，最終完成了逆變器的設(shè)計(jì)，最后通過(guò)Simulink仿真了該逆變器帶不同負(fù)載時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定性，分析仿真結(jié)果得帶感性負(fù)載時(shí)，輸出電壓提升比較快，同時(shí)波形的畸變系數(shù)比較小。

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篇8

【關(guān)鍵詞】變頻器；阻抗干擾；問(wèn)題探討

一、變頻器的作用

1、變頻節(jié)能

變頻器節(jié)能主要表現(xiàn)在風(fēng)機(jī)、水泵的應(yīng)用上。為了保證生產(chǎn)的可靠性，各種生產(chǎn)機(jī)械在設(shè)計(jì)配用動(dòng)力驅(qū)動(dòng)時(shí)，都留有一定的富余量。當(dāng)電機(jī)不能在滿負(fù)荷下運(yùn)行時(shí)，除達(dá)到動(dòng)力驅(qū)動(dòng)要求外，多余的力矩增加了有功功率的消耗，造成電能的浪費(fèi)。風(fēng)機(jī)、泵類等設(shè)備傳統(tǒng)的調(diào)速方法是通過(guò)調(diào)節(jié)入口或出口的擋板、閥門開(kāi)度來(lái)調(diào)節(jié)給風(fēng)量和給水量，其輸入功率大，且大量的能源消耗在擋板、閥門的截流過(guò)程中。當(dāng)使用變頻調(diào)速時(shí)，如果流量要求減小，通過(guò)降低泵或風(fēng)機(jī)的轉(zhuǎn)速即可滿足要求。

電動(dòng)機(jī)使用變頻器的作用就是為了調(diào)速，并降低啟動(dòng)電流。為了產(chǎn)生可變的電壓和頻率，該設(shè)備首先要把電源的交流電變換為直流電（DC），這個(gè)過(guò)程叫整流。把直流電（DC）變換為交流電（AC）的裝置，其科學(xué)術(shù)語(yǔ)為“inverter”(逆變器)。一般逆變器是把直流電源逆變?yōu)橐欢ǖ墓潭l率和一定電壓的逆變電源。對(duì)于逆變?yōu)轭l率可調(diào)、電壓可調(diào)的逆變器我們稱為變頻器。變頻器輸出的波形是模擬正弦波，主要是用在三相異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速用，又叫變頻調(diào)速器。對(duì)于主要用在儀器儀表的檢測(cè)設(shè)備中的波形要求較高的可變頻率逆變器，要對(duì)波形進(jìn)行整理，可以輸出標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，叫變頻電源。一般變頻電源是變頻器價(jià)格的15－－20倍。由于變頻器設(shè)備中產(chǎn)生變化的電壓或頻率的主要裝置叫“inverter”，故該產(chǎn)品本身就被命名為“inverter”，即：變頻器。

變頻不是到處可以省電，有不少場(chǎng)合用變頻并不一定能省電。 作為電子電路，變頻器本身也要耗電（約額定功率的3-5%）。一臺(tái)1.5匹的空調(diào)自身耗電算下來(lái)也有20-30W,相當(dāng)于一盞長(zhǎng)明燈。變頻器在工頻下運(yùn)行，具有節(jié)電功能，是事實(shí)。但是他的前提條件是：第一，大功率并且為風(fēng)機(jī)/泵類負(fù)載；第二，裝置本身具有節(jié)電功能（軟件支持）；第三，長(zhǎng)期連續(xù)運(yùn)行。

2、功率因數(shù)補(bǔ)償節(jié)能

無(wú)功功率不但增加線損和設(shè)備的發(fā)熱，更主要的是功率因數(shù)的降低導(dǎo)致電網(wǎng)有功功率的降低，大量的無(wú)功電能消耗在線路當(dāng)中，設(shè)備使用效率低下，浪費(fèi)嚴(yán)重，使用變頻調(diào)速裝置后，由于變頻器內(nèi)部濾波電容的作用，從而減少了無(wú)功損耗，增加了電網(wǎng)的有功功率。

3、軟啟動(dòng)節(jié)能

電機(jī)硬啟動(dòng)對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的沖擊，而且還會(huì)對(duì)電網(wǎng)容量要求過(guò)高，啟動(dòng)時(shí)產(chǎn)生的大電流和震動(dòng)時(shí)對(duì)擋板和閥門的損害極大，對(duì)設(shè)備、管路的使用壽命極為不利。而使用變頻節(jié)能裝置后，利用變頻器的軟啟動(dòng)功能將使啟動(dòng)電流從零開(kāi)始，最大值也不超過(guò)額定電流，減輕了對(duì)電網(wǎng)的沖擊和對(duì)供電容量的要求，延長(zhǎng)了設(shè)備和閥門的使用壽命。節(jié)省了設(shè)備的維護(hù)費(fèi)用。

二、變頻調(diào)速系統(tǒng)的抗干擾對(duì)策

據(jù)電磁性的基本原理，形成電磁干擾(EMI)須具備三要素:電磁干擾源、電磁干擾途徑、對(duì)電磁干擾敏感的系統(tǒng)。為防止干擾，可采用硬件抗干擾和軟件抗干擾。其中，硬件抗干擾是應(yīng)用措施系統(tǒng)最基本和最重要的抗干擾措施，一般從抗和防兩方面入手來(lái)抑制干擾，其總原則是抑制和消除干擾源、切斷干擾對(duì)系統(tǒng)的藕合通道、降低系統(tǒng)干擾信號(hào)的敏感性。具體措施在工程上可采用隔離、濾波、屏蔽、接地等方法。

1、所謂干擾的隔離，是指從電路上把干擾源和易受干擾的部分隔離開(kāi)來(lái)，使它們不發(fā)生電的聯(lián)系。在變頻調(diào)速傳動(dòng)系統(tǒng)中，通常是電源和放大器電路之間電源線上采用隔離變壓器以免傳導(dǎo)干擾，電源隔離變壓器可應(yīng)用噪聲隔離變壓器。

2、在系統(tǒng)線路中設(shè)置濾波器的作用是為了抑制干擾信號(hào)從變頻器通過(guò)電源線傳導(dǎo)干擾到電源從電動(dòng)機(jī)。為減少電磁噪聲和損耗，在變頻器輸出側(cè)可設(shè)置輸出濾波器;為減少對(duì)電源干擾，可在變頻器輸入側(cè)設(shè)置輸入濾波器。若線路中有敏感電子設(shè)備，可在電源線上設(shè)置電源噪聲濾波器以免傳導(dǎo)干擾。在變頻器的輸入和輸出電路中，除了上述較低的諧波成分外，還有許多頻率很高的諧波電流，它們將以各種方式把自己的能量傳播出去，形成對(duì)其他設(shè)備的干擾信號(hào)。

3、屏蔽干擾源是抑制干擾的最有效的方法。通常變頻器本身用鐵殼屏蔽，不讓其電磁干擾泄漏;輸出線最好用鋼管屏蔽，特別是以外部信號(hào)控制變頻器時(shí)，要求信號(hào)線盡可能短(一般為20m以內(nèi))，且信號(hào)線采用雙芯屏蔽，并與主電路線(AC380V)及控制線(AC220V)完全分離，決不能放于同一配管或線槽內(nèi)，周圍電子敏感設(shè)備線路也要求屏蔽。為使屏蔽有效，屏蔽罩必須可靠接地。

4、正確的接地既可以使系統(tǒng)有效地抑制外來(lái)干擾，又能降低設(shè)備本身對(duì)外界的干擾。在實(shí)際應(yīng)用系統(tǒng)中，由于系統(tǒng)電源零線(中線)、地線(保護(hù)接地、系統(tǒng)接地)不分、控制系統(tǒng)屏蔽地(控制信號(hào)屏蔽地和主電路導(dǎo)線屏蔽地)的混亂連接，大大降低了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。因此在實(shí)際應(yīng)用中一定要非常重視。變頻器接地導(dǎo)線的截面積一般應(yīng)不小于2.5mm2，長(zhǎng)度控制在20m以內(nèi)。建議變頻器的接地與其它動(dòng)力設(shè)備接地點(diǎn)分開(kāi)，不能共地。

5、采用電抗器，在變頻器的輸入電流中頻率較低的諧波分量（5次諧波、7次諧波、11次諧波、13次諧波等所）所占的比重是很高的，它們除了可能干擾其他設(shè)備的正常運(yùn)行之外，還因?yàn)樗鼈兿牧舜罅康臒o(wú)功功率，使線路的功率因數(shù)大為下降。在輸入電路內(nèi)串入電抗器是抑制較低諧波電流的有效方法。

6、合理布線，對(duì)于通過(guò)感應(yīng)方式傳播的干擾信號(hào)，可以通過(guò)合理布線的方式來(lái)削弱。

本文對(duì)于變頻器實(shí)際應(yīng)用中的性能探討，找到了解決其使用過(guò)程中的抗干擾問(wèn)題的方法，我們相信隨著新科技和新的理念在變頻器上不斷的使用，工程和社會(huì)對(duì)變頻器會(huì)有更高的要求，那么真正的滿足要求的有利于社會(huì)健康環(huán)境的變頻器也會(huì)應(yīng)運(yùn)而生。

參考文獻(xiàn)

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摘要：本文據(jù)空間矢量調(diào)制跟隨磁鏈的思想，通過(guò)轉(zhuǎn)速和電流采樣，并通過(guò)TMS320F28335為控制芯片進(jìn)行變量轉(zhuǎn)換，以及對(duì)系統(tǒng)各模塊進(jìn)行監(jiān)測(cè)和控制。理論分析中，依據(jù)電壓空間矢量模型和假定的開(kāi)關(guān)函數(shù)，算出在各扇區(qū)的IGBT的分配時(shí)間。最后給出負(fù)載Matlab的V-I仿真圖，證實(shí)了設(shè)計(jì)的有效性和合理性。

關(guān)鍵詞：異步電機(jī)；SVPWM；IGBT；TMS320F28335

中圖分類號(hào)：TM343文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：1671—1580（2013）07—0153—02

假定異步電機(jī)選用磁鏈跟隨控制，將電機(jī)方程轉(zhuǎn)換到一個(gè)d，q坐標(biāo)系，在轉(zhuǎn)子磁鏈恒定的條件下，這個(gè)坐標(biāo)系中對(duì)應(yīng)的控制變量與轉(zhuǎn)軸之間存在的關(guān)系為線性。如果將交流電機(jī)方程轉(zhuǎn)換到磁場(chǎng)坐標(biāo)系，就等于建立直流電機(jī)模型，產(chǎn)生磁通的電流分量和產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的電流分量互不影響，對(duì)異步電機(jī)模型的磁鏈和轉(zhuǎn)矩進(jìn)行了解耦。

一、在異步電機(jī)調(diào)速中雙閉環(huán)控制的應(yīng)用

因?yàn)樵谙到y(tǒng)中比較容易獲取轉(zhuǎn)速與電流，于是反饋信號(hào)選擇轉(zhuǎn)速和電流，這樣既能提高調(diào)速精度，又能使硬件設(shè)計(jì)得到簡(jiǎn)化。下面圖1是系統(tǒng)整體調(diào)速控制電路。

二、系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計(jì)

下面圖2為系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)，交流電網(wǎng)先由不可控整流電路轉(zhuǎn)換成直流電，直流電再經(jīng)過(guò)DC/DC模塊調(diào)壓送到由SVPWM算法控制的逆變模塊給異步電機(jī)供電。

下面主要介紹IGBT 的保護(hù)電路設(shè)計(jì)：

1.集電極、發(fā)射極間過(guò)電壓保護(hù)

抑制集電極、發(fā)射極間過(guò)電壓的有效措施為安裝緩沖電路。電路圖如圖3所示（虛線部分為緩沖電路）：

2.柵極過(guò)電壓保護(hù)

上圖4為柵極過(guò)壓保護(hù)電路（在IGBT的基極和射極之間加一對(duì) 20V 的穩(wěn)壓二極管）。

3.過(guò)電流保護(hù)

在輸出短路或者逆變電源的負(fù)載過(guò)大的情況下，會(huì)使IGBT由于過(guò)流而損壞。在30kVA逆變電源中，通常選用集中過(guò)電流保護(hù)和分散過(guò)電流保護(hù)相結(jié)合的過(guò)流保護(hù)策略，電路圖如下所示：

三、SVPWM調(diào)制基本原理

空間矢量是一種新型調(diào)制技術(shù)，它主要針對(duì)三相交流電路，與正弦波調(diào)制法相比較，可以更加有效地利用電源電壓，減少電流諧波失真。變頻調(diào)速需要對(duì)頻率與電流進(jìn)行協(xié)調(diào)控制，而由于異步電動(dòng)機(jī)只通過(guò)定子供電，所以調(diào)速時(shí)需要保持恒定的磁通。總而言之，我們可以將異步電機(jī)看成一個(gè)角頻率和電壓的輸入系統(tǒng)與轉(zhuǎn)子角速度和磁鏈的輸出系統(tǒng)。調(diào)速首先應(yīng)該對(duì)異步電機(jī)數(shù)學(xué)模型進(jìn)行降階和解耦，采用矢量變換控制思想，具體方案如圖7所示。

四、調(diào)速系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)選用VVVF的變頻方法，具體的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)圖如圖8所示：

五、SVPWM 的Matlab實(shí)現(xiàn)

本文采用Matlab對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，在power-siumlink中建立坐標(biāo)變換模塊，變流電路模塊和離散SVPWM脈沖發(fā)生器模塊，建立PI帶限幅的ASR和ACR模塊、濾波環(huán)節(jié)、異步電機(jī)模塊等，搭建仿真電路。圖9是DC/DC模塊的IGBT觸發(fā)寬度為0.5時(shí)輸出的電壓波形與圖10電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)電壓和電流的仿真曲線。通過(guò)仿真圖可以獲得結(jié)論，雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的輸出電流紋波還是比較少，并且輸出轉(zhuǎn)矩比較穩(wěn)定。

六、總結(jié)

本文對(duì)電網(wǎng)供電質(zhì)量有較大波動(dòng)的影響與不同額定負(fù)載的要求，改進(jìn)了電機(jī)的供電系統(tǒng)，進(jìn)而提高了系統(tǒng)的整體電壓適應(yīng)能力。本文進(jìn)行了硬件與軟件設(shè)計(jì)，最后應(yīng)用Matlab對(duì)雙閉環(huán)SVPWM控制的異步電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果表明設(shè)計(jì)的合理性和可行性。

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篇10

1　引言

目前大功率逆變電源的直流部分一般利用三相橋式整流方式來(lái)實(shí)現(xiàn)，可以采用全控或者不控方式。全控橋式整流主要通過(guò)改變晶閘管觸發(fā)相位的方法來(lái)調(diào)節(jié)直流母線電壓的高低，此時(shí)需要檢測(cè)三相交流電壓的相位以實(shí)現(xiàn)同步觸發(fā)，這通常必須使用專用的移相控制芯片實(shí)現(xiàn)。筆者在研制一臺(tái)三相工頻輸入、輸出為115V的30kVA艦用400Hz中頻電源的可控整流部分時(shí)，采用TCA785芯片成功地實(shí)現(xiàn)了三相整流橋的移相控制。

2　TCA785移相控制芯片簡(jiǎn)介

TCA785是德國(guó)西門子（Siemens）公司開(kāi)發(fā)的第三代晶閘管單片移相觸發(fā)集成電路，與其它芯片相比，TCA785具有溫度適用范圍寬，對(duì)過(guò)零點(diǎn)的識(shí)別更加可靠，輸出脈沖的整齊度更好，移相范圍更寬等優(yōu)點(diǎn)。另外，由于它輸出脈沖的寬度可手動(dòng)自由調(diào)節(jié)，所以適用范圍更為廣泛。

TCA785的基本引腳波形如圖1所示。其中5腳為外接同步信號(hào)端，用于檢測(cè)交流電壓過(guò)零點(diǎn)。10腳為片內(nèi)產(chǎn)生的同步鋸齒波，其斜坡最大及最小值由9、10兩腳的外接電阻與電容決定。通過(guò)與11腳的控制電壓相比較，在15和14腳可輸出同步的脈沖信號(hào)，因此，改變11腳的控制電壓，就可以實(shí)現(xiàn)移相控制，脈沖的寬度則由12腳外接電容值決定[1]，當(dāng)選擇雙窄脈沖的驅(qū)動(dòng)方式時(shí)，12腳應(yīng)接150pF電容。實(shí)際上，有幾十個(gè)微秒的脈沖寬度即可使晶閘管正常導(dǎo)通。

3 使用TCA785實(shí)現(xiàn)相控整流

實(shí)現(xiàn)三相橋式相控整流的一般方法是利用三相同步變壓器從電源進(jìn)線端引入三路同步信號(hào)，這樣，將同步信號(hào)整形后分別輸?shù)饺琓CA785（編號(hào)為A、B、C）的5腳，就能控制6只晶閘管，然后通過(guò)引腳復(fù)用即可實(shí)現(xiàn)雙窄脈沖方式驅(qū)動(dòng)。雙窄脈沖方式由于驅(qū)動(dòng)脈寬窄，因而可以有效地減小驅(qū)動(dòng)用脈沖變壓器的體積，防止磁芯飽和[2]。該方法的主電路及同步變壓器如圖2所示，三片TCA785芯片的引腳與所控制的晶閘管的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表1所列。晶閘管通過(guò)一個(gè)／Y型同步變壓器為TCA785提供同步信號(hào)，當(dāng)進(jìn)線相序（如圖2所示）為正序A、B、C時(shí)，同步變壓器的三個(gè)輸出端所對(duì)應(yīng)的中性點(diǎn)的實(shí)際電壓向量為AC、BA、CB，將AC接至TCA785（A），BA接至TCA785（B），CB接至TCA785（C），即可實(shí)現(xiàn)正序輸入時(shí)晶閘管的同步驅(qū)動(dòng)。現(xiàn)以T5～T1換流為例進(jìn)行分析：T5至T1管自然換流點(diǎn)滯后于A相由負(fù)到正過(guò)零點(diǎn)30°，即TCA785（A）的15腳輸出至少應(yīng)該滯后于該過(guò)零點(diǎn)30°，而電壓AC由負(fù)到正過(guò)零點(diǎn)正好滯后于A相30°，因而用AC作為TCA785（A）的同步信號(hào)就可以實(shí)現(xiàn)最大范圍的移相控制[3]。

表1 三片TAC785引腳及其對(duì)應(yīng)的晶閘管

TCA785引腳晶閘管晶閘管785（A）15腳T1T6785（C）14腳T2T1785（B）15腳T3T2785（A）14腳T4T3785（C）15腳T5T4785（B）14腳T6T5其它晶閘管的分析與此類似，即用相應(yīng)的線電壓代替相電壓作為同步信號(hào)。圖3所示是一個(gè)周期的驅(qū)動(dòng)時(shí)序。從A相的自然換流點(diǎn)開(kāi)始，上、下橋臂晶閘管驅(qū)動(dòng)順序分別為：1133551和6224466。

4　TCA785使用中出現(xiàn)的問(wèn)題

4．1 電源進(jìn)線電壓的相序問(wèn)題及解決方法

實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，如果直接利用同步變壓器的輸出作為同步信號(hào)，只能在一種輸入相序（正序或者逆序）下工作，一旦輸入相序接法改變，整流就不能正常進(jìn)行。當(dāng)輸入相序?yàn)檎驎r(shí)，根據(jù)前述接線方法，可以使相控整流正常工作，但是當(dāng)輸入相序變?yōu)槟嫘駻、C、B時(shí)，TCA785（A）的同步信號(hào)變?yōu)锳B，TCA785（B）的同步信號(hào)將變?yōu)镃A，TCA785（C）的同步信號(hào)變?yōu)锽C，而芯片的輸出與晶閘管的對(duì)應(yīng)關(guān)系不變，于是，此時(shí)上、下橋臂晶閘管的驅(qū)動(dòng)順序?qū)⒎謩e變?yōu)椋?533115和6442266，而正確的驅(qū)動(dòng)順序應(yīng)當(dāng)為：1155331和2664422?？梢?jiàn)，實(shí)際的驅(qū)動(dòng)順序比正確的驅(qū)動(dòng)順序超前120°，此時(shí)運(yùn)行就會(huì)出現(xiàn)故障。在實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，當(dāng)輸入接成逆序時(shí)會(huì)出現(xiàn)一相進(jìn)線沒(méi)有電流的情況，且裝置啟動(dòng)時(shí)直流平波電抗器有振動(dòng)，這在電源輸出功率過(guò)大時(shí)會(huì)損壞晶閘管。

實(shí)際上，由于三相全控橋式整流各管可以互換，因此通過(guò)改進(jìn)同步信號(hào)獲取電路即可做到整流與輸入相序無(wú)關(guān)，從而防止了相序接錯(cuò)損壞晶閘管的問(wèn)題，同時(shí)還可提高調(diào)試效率。通過(guò)分析發(fā)現(xiàn)，當(dāng)輸入為逆序時(shí)，接到TCA785（A）上的同步信號(hào)應(yīng)該是BC，而接到TCA785（B）上的同步信號(hào)應(yīng)該是AB，TCA785（C）上的同步信號(hào)應(yīng)該是CA，這正好比實(shí)際超前了120°，因此，如果將同步變壓器副方與TCA785連接改為圖4所示電路，并通過(guò)6個(gè)常開(kāi)節(jié)點(diǎn)的直流繼電器將同步變壓器與3個(gè)TCA785的同步輸入端相連接，3個(gè)標(biāo)為J1的繼電器為一組，3個(gè)標(biāo)為J2的繼電器為一組，每組繼電器同時(shí)打開(kāi)或者同時(shí)閉合。那么，實(shí)現(xiàn)任何輸入相序下整流控制電路觸發(fā)脈沖的正確順序就只需要使J1與J2組中相位滯后120°的那一組導(dǎo)通來(lái)提供同步信號(hào)即可。

利用單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器74121和D觸發(fā)器可以構(gòu)成相位鑒別與驅(qū)動(dòng)電路[4]，其電路連接方法如圖5所示，圖中，接到TCA785（A）上的兩個(gè)繼電器J1和J2的輸入端在經(jīng)過(guò)削波、整形后可得到同步信號(hào)V1 和V2，這可以通過(guò)運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)。該檢測(cè)電路各電壓波形如圖6所示?？梢钥闯?，如果用D觸發(fā)器的Q端驅(qū)動(dòng)J1組繼電器，而用Q非端驅(qū)動(dòng)J2組繼電器，就可以使TCA785得到正確的同步信號(hào)。應(yīng)當(dāng)注意的是：設(shè)計(jì)時(shí)要適當(dāng)選擇74121芯片的Rext和Cext外接電阻電容的參數(shù)，以使74121Q1非引腳低電平狀態(tài)持續(xù)時(shí)間小于D觸發(fā)器的D輸入引腳的持續(xù)時(shí)間，同時(shí)應(yīng)小于同步信號(hào)周期的1／6。

由此可見(jiàn)，通過(guò)使用繼電器選擇正確的同步信號(hào)，可以實(shí)現(xiàn)整流相序的無(wú)關(guān)性。

4．2 TCA785的過(guò)零點(diǎn)振動(dòng)問(wèn)題及解決方法

三相全控橋式整流進(jìn)線電流是一種不連續(xù)的兔耳狀尖峰電流。當(dāng)電源阻性負(fù)載較重（阻性電流大于150A）時(shí)，由于需要大量的有功功率，因此該尖峰電流峰值較大（如本裝置尖峰電流峰值達(dá)到120A）。尖峰電流在電源進(jìn)線電阻上會(huì)產(chǎn)生一定的壓降。該電流產(chǎn)生的壓降與輸入正弦波疊加后送到同步變壓器輸入端，可作為同步信號(hào)提供給TCA785芯片。實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，該疊加電壓在過(guò)零點(diǎn)附近存在抖動(dòng)現(xiàn)象。由于TCA785對(duì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)極為靈敏，從而導(dǎo)致芯片第10腳鋸齒波斜邊也發(fā)生抖動(dòng)，這樣，由輸出反饋到11腳的控制電壓即使沒(méi)有改變，TCA785輸出的驅(qū)動(dòng)脈沖也會(huì)存在移相，引起的結(jié)果是進(jìn)線電流峰值變化很大，進(jìn)而在直流平波電抗器上引起強(qiáng)烈的振動(dòng)，甚至對(duì)電網(wǎng)造成沖擊。解決的辦法是在進(jìn)線處加上3個(gè)電感濾波，以平滑進(jìn)線電流，濾除諧波。本裝置取75μH左右的電感，而同步信號(hào)依然從電網(wǎng)側(cè)獲取。實(shí)驗(yàn)證明：該裝置會(huì)使電流振動(dòng)現(xiàn)象消失。

4．3 同步信號(hào)的整形

從同步變壓器過(guò)來(lái)的信號(hào)都是正弦信號(hào)，由于TCA785是利用檢測(cè)過(guò)零點(diǎn)的原理來(lái)實(shí)現(xiàn)同步的，因此，如果正弦波的幅值過(guò)小，那么，就不能提供清晰的過(guò)零點(diǎn)，同時(shí)，電磁干擾也可能導(dǎo)致過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)錯(cuò)誤，但是，正弦波的幅值過(guò)大又會(huì)超過(guò)芯片的同步電壓輸入范圍，所以應(yīng)當(dāng)將同步信號(hào)整形成方波，具體的整形電路如圖7所示。

圖7電路主要是通過(guò)68kΩ電阻實(shí)現(xiàn)限流分壓的，并利用D1、D2反并限幅（管壓降為1V左右）將以正弦波變?yōu)榉讲ā１倦娫粗?，同步變壓器的變比?．1／1，副邊電壓為75V，副邊電壓之所以選得較高，是因?yàn)檎也ǚ翟礁撸^(guò)零點(diǎn)處的斜率越大，二極管導(dǎo)通越迅速，輸出越接近理想方波。但濾波電容C1不可過(guò)大，否則會(huì)引起同步信號(hào)相位的偏移。