導(dǎo)語(yǔ)：如何才能寫(xiě)好一篇放大器電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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關(guān)鍵詞：儀表；放大器；原理；設(shè)計(jì)

1.引言

一般智能儀表所采集到的信號(hào)都是非常微弱的信號(hào),這些信號(hào)都具有小信號(hào)的基本的特征:信號(hào)的幅值很小通過(guò)在毫伏級(jí)別,并且所采集到的數(shù)據(jù)當(dāng)中存在著較多的噪聲。針對(duì)這種微弱的帶有噪聲的信號(hào),一般首先利用智能儀表所自帶的放大電路將信號(hào)進(jìn)行放大處理。但是放大的目的不僅僅局限于提高信號(hào)的幅值大小,在很大程度上是為了提高信號(hào)的信噪比;儀表的等級(jí)是根據(jù)儀表所能夠分辨的小信號(hào)的級(jí)別來(lái)進(jìn)行劃分的,其中動(dòng)態(tài)范圍也是衡量其很重要的一個(gè)指標(biāo)。智能儀表的輸入信號(hào)的范圍在很大程度上取決于儀表自身所帶的放大電路。本文在智能儀表自身所帶的放大電路的結(jié)構(gòu)和原理的基礎(chǔ)上對(duì)儀表放大器的電路進(jìn)行設(shè)計(jì),并且設(shè)計(jì)出了常見(jiàn)的幾種儀表的放大器的電路,并且給出了電路放大器的特點(diǎn),為智能電子儀表的改進(jìn)和改良提供了切實(shí)的理論依據(jù)和實(shí)踐基礎(chǔ)。

2.儀表放大電路的組成和原理

智能儀表的放大電路的結(jié)果如下圖所示，其一般由兩級(jí)的差分放大電路組成。其中前兩個(gè)放大器A1和A2是通過(guò)同相輸入的方式，這種輸入的方式能夠在一定程度上提高電路的輸入的阻抗，能夠減小電路結(jié)構(gòu)對(duì)于輸入信號(hào)的衰減的作用。利用差分的信號(hào)輸入可以使得放大電路對(duì)于信號(hào)的方法僅僅局限在對(duì)差模信號(hào)的放大上，并且能夠在一定程度上提高后級(jí)別的差模信號(hào)和共模信號(hào)的幅值之比，也就是共模抑制比，在本實(shí)例中A3是放大電路的核心，在控制共模抑制比不便的情況下最大程度的降低對(duì)于電路中各級(jí)電阻的精度的要求，最終使得儀表放大電路具有較好的抑制工模信號(hào)的能力，此外電路的增益和電路中的電阻有直接的關(guān)系通過(guò)調(diào)節(jié)電路中電阻值可以對(duì)放大電路的增益進(jìn)行有效的調(diào)節(jié)。

3.儀表放大電路的設(shè)計(jì)

3.1放大電路的方案設(shè)計(jì)

從現(xiàn)在的技術(shù)角度來(lái)看實(shí)現(xiàn)智能儀表的放大電路的方式主要具有兩種形式，一種是通過(guò)分立的元器件組合而成，另外一種是由單片機(jī)來(lái)進(jìn)行實(shí)現(xiàn)。本文利用元器件LM741以及OP07以及集成運(yùn)算放大器LM324和單片機(jī)AD620來(lái)對(duì)智能儀表的放大器電路進(jìn)行了方案設(shè)計(jì)。首先第一種方案是由單個(gè)通用性的運(yùn)放LM741來(lái)進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，利用3個(gè)LM741來(lái)組成儀表的運(yùn)算放大器，另外還包括A1和A2兩個(gè)集成運(yùn)放，最后組成的集成運(yùn)算放大器智能儀表放大電路的方案結(jié)構(gòu)如下所示：另外智能儀表的放大電路亦可以由三個(gè)OP07組成，其電路結(jié)構(gòu)和方案1類似，但是其可以用3個(gè)OP07來(lái)代表原來(lái)方案中的A1、A2、A3三個(gè)集成運(yùn)算放大器。此外通過(guò)利用集成有四個(gè)集成運(yùn)算放大器的LM324也可以實(shí)現(xiàn)智能儀表的放大電路的設(shè)計(jì)就是方案3，該方案將四個(gè)具有獨(dú)立功能的集成運(yùn)算放大器放置在一個(gè)芯片當(dāng)中，因而就可以大大減少由于智能儀表在放大電路設(shè)計(jì)的過(guò)程中由于制造的工藝的不同而造成智能儀表的放大電路在性能上的不同，并且該方案在電源的供電方式上選擇了單電源供電的方式，因而其能夠大大減少電路在設(shè)計(jì)的過(guò)程中所出現(xiàn)的干擾和造成，能夠在一定程度上降低干擾因素提高智能儀表放大電路的性能，但是在這過(guò)程中電路的工作的原理是和上述方案基本類似的。最后一個(gè)智能儀表的放大電路的設(shè)計(jì)方案是由一個(gè)單片機(jī)的集成芯片AD620來(lái)進(jìn)行實(shí)現(xiàn)的，該電路的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)非常的簡(jiǎn)單，通過(guò)一個(gè)集成芯片AD620，外加用于調(diào)節(jié)放大電路放大倍數(shù)增益的電阻，再對(duì)電路進(jìn)行電源進(jìn)行供電就實(shí)現(xiàn)了智能儀表放大電路的第四種設(shè)計(jì)的方案，該方案具有設(shè)計(jì)方式簡(jiǎn)單使用非常方便等特點(diǎn)，并且也僅僅需要對(duì)相應(yīng)的控制增益的電阻進(jìn)行調(diào)節(jié)就能夠?qū)Ψ糯箅娐返脑鲆孢M(jìn)行調(diào)整。

3.2放大電路性能測(cè)試

對(duì)于上述所設(shè)計(jì)的四種智能儀表的放大電路，其中四種電路的設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)都非常的類似，其組成的形式都是橋式的電路，都是講差分輸入改為單端的信號(hào)輸入，本文對(duì)于幾種方案的信號(hào)源的最大輸入值和最小輸入值以及放大電路的最大增益以及共模抑制比等幾個(gè)方面進(jìn)行了測(cè)試，其中電路的最大輸入和最小輸入時(shí)在特定的測(cè)試條件下使得電路輸入信號(hào)不失真的情況下能夠輸入的最大和最小的信號(hào)。而放大電路的最大的增益則是值在給定的條件下不失真的時(shí)候所能夠?qū)斎胄盘?hào)放大的最大的倍數(shù)。共模抑制比可以通過(guò)一定的公式來(lái)進(jìn)行計(jì)算。從仿真的結(jié)果來(lái)看仿真的效果要比實(shí)際測(cè)試的效果要好，這是因?yàn)樵诜抡娴倪^(guò)程中不會(huì)受到各種環(huán)節(jié)和信號(hào)的干擾。在實(shí)際使用的過(guò)程中各個(gè)硬件環(huán)節(jié)以及認(rèn)為操作的因素都會(huì)對(duì)測(cè)試的結(jié)果產(chǎn)生不同程度的影響。通過(guò)測(cè)試發(fā)現(xiàn)方案2其信號(hào)的動(dòng)態(tài)的輸入范圍是最大的，電路的增益也是最大的，共模抑制比也是最大的，因?yàn)樵摲N方案是最優(yōu)的，該方案的成本要比方案1和方案3稍高，但是要比方案4便宜不少，所以綜合考慮成本和性能的因素方案2是最為適宜選擇的智能儀表放大器放大電路的設(shè)計(jì)的方案。

4.結(jié)語(yǔ)

在智能儀表中，放大電路的性能直接影響到了儀表的性能，因而提高智能儀表的性能關(guān)鍵就是提高其中放大電路的性能，本文對(duì)放大儀表放大電路在其原來(lái)結(jié)構(gòu)和原理的基礎(chǔ)上進(jìn)行了重新的方案的改進(jìn)和設(shè)計(jì)，并且從輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，增益以及共模抑制比等幾個(gè)方面對(duì)放大電路的設(shè)計(jì)方案進(jìn)行了仿真，綜合成本和性能確定了最優(yōu)的智能儀表的設(shè)計(jì)方案。

參考文獻(xiàn)

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【關(guān)鍵詞】功率放大器；偏置電路；靜態(tài)電流；溫度補(bǔ)償

隨著我國(guó)對(duì)北斗衛(wèi)星通信產(chǎn)業(yè)的進(jìn)一步投入和推廣，北斗用戶機(jī)作為北斗導(dǎo)航系統(tǒng)的重要組成部分引起了廣泛關(guān)注[1]。功率放大器是北斗用戶機(jī)中必不可少的一部分，其性能的好壞直接影響到北斗用戶機(jī)的性能，因此其電路結(jié)構(gòu)和芯片的選型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優(yōu)點(diǎn)[2]，因此成為功率放大器設(shè)計(jì)的首選器件。然而LDMOS的靜態(tài)電流會(huì)隨著溫度變化而變化，這對(duì)功率放大器的增益、飽和輸出功率等參數(shù)都有很大影響，在高溫環(huán)境下，這些參數(shù)的變化甚至?xí)?dǎo)致功率放大芯片損壞，因此設(shè)計(jì)一種針對(duì)LDMOS的溫度補(bǔ)償電路對(duì)功率放大器的性能至關(guān)重要。

1功率放大器設(shè)計(jì)

在北斗用戶機(jī)的功率放大器的應(yīng)用中，功率放大芯片的選取非常重要，除了要求功放芯片在北斗頻率上能夠達(dá)到要求的功率外，還有考慮最大容許工作電流、最大耗散功率、芯片的結(jié)溫度等因素[3]，并且要留有足夠的余量。本設(shè)計(jì)在北斗頻率上要求最大輸出功率在10W以上，工作溫度大于75℃，經(jīng)過(guò)比較，最終選取HMC308和HMC454為驅(qū)動(dòng)芯片，以英飛凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作為功率放大芯片設(shè)計(jì)一款北斗用戶機(jī)功率放大器。合適的靜態(tài)工作點(diǎn)不僅能保證芯片的正常工作，還會(huì)影響功率放大器的最佳匹配負(fù)載、效率等參數(shù)[3]，因此選擇正確的靜態(tài)工作點(diǎn)是設(shè)計(jì)電路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置電路中柵極電壓為2.5V左右，漏極經(jīng)過(guò)一個(gè)四分之一波長(zhǎng)線接+28V，常溫下功率放大器工作的靜態(tài)電流為150mA。為了向負(fù)載傳輸最大功率，需要在電路中加入匹配網(wǎng)絡(luò)，使得負(fù)載阻抗等于信號(hào)源阻抗的共軛，此外，匹配網(wǎng)絡(luò)還決定著放大器的駐波比、功率增益、1dB壓縮點(diǎn)等指標(biāo)是否滿足設(shè)計(jì)要求。在PTFA220121Mdatasheet中讀取出在1616MHz處的輸入輸出阻抗，利用ADS軟件對(duì)芯片做輸入輸出匹配電路，使得功率放大器的功放管工作在趨近飽和區(qū)[4]。由于在北斗頻點(diǎn)上采用微帶線做匹配電路，電路的面積會(huì)非常大，所以電路的匹配采用集總器件做匹配電路.對(duì)電路PCB進(jìn)行加工并測(cè)試得到其小信號(hào)增益為42dB左右，飽和輸出功率在10W以上。在高低溫箱內(nèi)放置兩個(gè)功率放大器，以20℃為步進(jìn)，測(cè)試每個(gè)功率放大器在-45℃～75℃時(shí)的特性，使功率放大器在每個(gè)溫度下保持30分鐘后，測(cè)得兩個(gè)功率放大器PTFA220121M的靜態(tài)電流分別為I1、I2，飽和輸出功率分別為P1、P2，畫(huà)出四個(gè)參數(shù)隨溫度變化的曲線，如圖1所示。分析數(shù)據(jù)可知，隨著溫度的升高，功率放大器的靜態(tài)電流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃內(nèi)的工作點(diǎn)具有正溫度系數(shù)，得出溫度對(duì)功率放大器的飽和輸出功率一致性有很大影響。在測(cè)試過(guò)程中，在沒(méi)有加激勵(lì)的情況下，當(dāng)溫度升高到75℃時(shí)，功率放大器加電瞬間芯片損壞。功放芯片的結(jié)溫度和工作環(huán)境溫度及芯片本身的功耗有關(guān)，當(dāng)溫度升高時(shí)，芯片的靜態(tài)電流增加，使得芯片的功耗增加，這兩個(gè)因素同時(shí)增大使得芯片的結(jié)溫度超過(guò)其能承受的最大溫度，故而損壞，而北斗用戶機(jī)實(shí)際的工作溫度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高溫下的靜態(tài)電流來(lái)保護(hù)芯片。為了保證功率放大器各性能的穩(wěn)定，在功放芯片的偏置電路中加上溫度補(bǔ)償電路，使柵極電壓隨溫度的升高而降低[5]，保證芯片的靜態(tài)電流在各個(gè)溫度下的恒定，從而提高功率放大器性能的一致性。

2溫度補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)

功率放大芯片在工作點(diǎn)附近通常具有正的溫度特性，即在一定的柵壓下，當(dāng)工作溫度升高時(shí)其靜態(tài)電流升高，當(dāng)工作溫度降低時(shí)靜態(tài)電流降低[6]。由圖1的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，工作溫度的升高使得最大輸出功率的波動(dòng)很大，本設(shè)計(jì)通過(guò)在偏置電路加一個(gè)電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)溫度的補(bǔ)償[7]。溫度補(bǔ)償電路采用了溫度傳感器LMT84，封裝大小為2.4mm*2.2mm，其輸出電壓隨著溫度的升高而降低。將LMT84的輸出端與PTFA220121M的柵極經(jīng)過(guò)電阻相連，通過(guò)分析實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)來(lái)分配電阻值，使得溫度升高時(shí)柵極電壓下降，計(jì)算得到靜態(tài)電流下降的幅度正好抵消靜態(tài)電流增加的幅度，從而保證芯片的靜態(tài)電流不隨溫度變化。對(duì)兩個(gè)功率放大器做如下處理：在PTFA220121M柵極和地之間接上屏蔽電纜，在非接地電纜的另一端接電位器。將它們放入高低溫箱內(nèi)，溫度設(shè)定為-45℃～75℃，每20℃一個(gè)步進(jìn)，功率放大器在每個(gè)溫度下存儲(chǔ)30分鐘，測(cè)試各個(gè)溫度下PTFA220121M的靜態(tài)電流。通過(guò)調(diào)節(jié)電位器的阻值使得PTFA220121M的靜態(tài)電流在各個(gè)溫度下保持在150mA，用萬(wàn)用表測(cè)試出對(duì)應(yīng)溫度下柵極的電壓，溫度補(bǔ)償電路如圖3所示，PTFA220121M柵極電流為1uA，為了使芯片柵極電壓的波動(dòng)對(duì)A點(diǎn)電壓影響足夠小，選取電阻時(shí)保證流過(guò)R1的電流I1為50uA左右。LMT84的最大輸出電流為50uA，I2取值為40uA。根據(jù)疊加定理，電路中各器件之間的關(guān)系滿足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2為圖2直線中0℃和20℃對(duì)應(yīng)的電壓值，UB1、UB2為L(zhǎng)MT84工作曲線中的0℃和20℃對(duì)應(yīng)的電壓值，計(jì)算出各個(gè)電阻值，取標(biāo)稱值為：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。電路設(shè)計(jì)時(shí)要求溫度不變時(shí)UA1的變化范圍為ΔV=±10mV，供電電壓為U，為了求出補(bǔ)償電路中所選電阻和電源芯片輸出電壓的精度，對(duì)等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V處對(duì)R1、R2、R3、R4、U求偏導(dǎo)數(shù)，計(jì)算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由計(jì)算結(jié)果可知，R1的變化對(duì)UA1的影響最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的貼片電阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的變化對(duì)UA1的影響很小，對(duì)其精度幾乎沒(méi)有什么要求。電路中供電芯片選用的是LDO，其輸出電壓精度在±1%，滿足設(shè)計(jì)要求。最后確定電阻值為：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3實(shí)驗(yàn)結(jié)果和數(shù)據(jù)分析

加入溫度補(bǔ)償電路的功率放大器實(shí)物如圖4所示，其中每個(gè)芯片和改進(jìn)前功率放大器用的芯片都屬于同一批次，常溫下對(duì)功率放大器進(jìn)行測(cè)試，輸入1616MHz信號(hào)，功率大約為0dBm，測(cè)試得靜態(tài)電流為150mA，加電200ms測(cè)試出功率放大器的最大電流為650mA左右，最大輸出功率10W以上。將兩個(gè)功率放大器放在高低溫箱內(nèi)，按照以20℃為步進(jìn)、每個(gè)溫度下存儲(chǔ)30分鐘的方法測(cè)試-40℃～75℃下的靜態(tài)電流，得出靜態(tài)電流I11、I22和飽和輸出功率P11、P22隨溫度變化曲線如圖5所示，可以看出同一個(gè)功率放大器在不同溫度下的靜態(tài)電流變化很小，飽和輸出功率的一致性也有明顯改善，并且功放芯片沒(méi)有損壞現(xiàn)象4小結(jié)本溫度補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。將改進(jìn)后的功率放大器用在北斗用戶機(jī)中，經(jīng)大量測(cè)試顯示，加入溫度補(bǔ)償電路后，溫度在-40℃～75℃時(shí)，功率放大芯片的靜態(tài)電流基本一致，增益均在40dB以上，飽和輸出功率均大于10W。這說(shuō)明，該溫度補(bǔ)償電路對(duì)功率放大器在不同溫度下的靜態(tài)電流有很好的補(bǔ)償作用，從而成功避免了因溫度變化而導(dǎo)致芯片損壞情況的發(fā)生。

參考文獻(xiàn)

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篇3

關(guān)鍵詞:GaAs HBT;功率放大器;溫度補(bǔ)償電路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

隨著信息技術(shù)的發(fā)展,對(duì)功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且對(duì)功率放大器提出越來(lái)越高的要求[3]。眾所周知, InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的功率增益和輸出功率都嚴(yán)重地受到外界環(huán)境溫度的影響[4]。因此,提高功率放大器的熱穩(wěn)定性顯得尤為重要。目前提高射頻功率放大器溫度補(bǔ)償?shù)姆椒?一般采用片外元件控制功率放大器的偏置電流或者輸入信號(hào)的方式調(diào)節(jié)功率增益和輸出功率,實(shí)現(xiàn)溫度補(bǔ)償作用。這種片外調(diào)節(jié)的方式將使功率放大器模塊體積更加臃腫。為了提高集成度,實(shí)現(xiàn)功率模塊的小型化,將溫度補(bǔ)償電路于功率放大器在同一單片內(nèi)實(shí)現(xiàn)已經(jīng)成為一種趨勢(shì)[4 - 6]。

本文基于無(wú)線通信系統(tǒng)的應(yīng)用,提出一種應(yīng)用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的在片溫度補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)。這種溫度補(bǔ)償電路由一個(gè)GaAs HBT和五個(gè)阻值大小不同的TaN薄膜電阻組成,通過(guò)實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)基極靜態(tài)偏置電流的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)功率放大器的溫度補(bǔ)償。通過(guò)這種在片的方式實(shí)現(xiàn)溫度補(bǔ)償,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高電路性能,更有利于節(jié)省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信號(hào)模型

實(shí)驗(yàn)采用由穩(wěn)懋半導(dǎo)體提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信號(hào)模型進(jìn)行模擬仿真,該模型包括基于G-P模型的HBT本征晶體管和襯底寄生晶體管兩部分。圖1示出GaAs HBT VBIC大信號(hào)模型的等效電路圖。等效電路除了晶體管本征部分和襯底寄生晶體管之外,還包括熱效應(yīng)等效網(wǎng)絡(luò)和剩余相位網(wǎng)絡(luò)。本實(shí)驗(yàn)中采用VBIC大信號(hào)模型具有如下特點(diǎn):精確模擬基區(qū)寬度調(diào)制效應(yīng);準(zhǔn)確表征寄生襯底晶體管;提高Kirk效應(yīng)的HBT準(zhǔn)飽和特性;增強(qiáng)電子渡越時(shí)間模型;近似的分布式基極描述;弱化雪崩電流效應(yīng);小信號(hào)相位漂移以及瞬態(tài)分析相位漂移的一致性處理;改進(jìn)的空間電荷電容模型;準(zhǔn)確模擬自熱效應(yīng);改善的溫度模型。

為了準(zhǔn)確地描述外部環(huán)境溫度變化引起的熱效應(yīng)以及自熱效應(yīng),GaAs HBT VBIC模型專門(mén)針對(duì)這種現(xiàn)象建立了與外部環(huán)境溫度相關(guān)和異質(zhì)結(jié)結(jié)溫相關(guān)的熱等效網(wǎng)絡(luò),如圖1所示。

3溫度補(bǔ)償電路

由于InGaP/GaAs HBT具有很強(qiáng)的熱敏感性,器件性能受外部環(huán)境溫度以及自熱效應(yīng)的影響很明顯,從而導(dǎo)致基于InGaP/GaAs HBT研制的射頻功率放大器增益明顯的受環(huán)境溫度影響。圖2(a)示出單級(jí)功率放大器的小信號(hào)增益隨環(huán)境溫度變化的特性曲線,由圖可以看出,隨著溫度的增加增益急速下降。這被認(rèn)為與HBT器件的跨導(dǎo)變化莫大的關(guān)系,因?yàn)閷?duì)于GaAs基HBT器件而言,靜態(tài)偏置電流會(huì)隨溫度的增加而減小,從而導(dǎo)致器件跨導(dǎo)隨之減小。眾所周知,功率放大器的增益與器件的跨導(dǎo)呈之比。因此調(diào)節(jié)HBT器件的跨導(dǎo)是改善放大器功率增益隨溫度變化的有效手段。圖2(b)示出AB類工作的功率放大器小信號(hào)增益與基極靜態(tài)偏置電流的關(guān)系曲線。由圖可以看出基極靜態(tài)偏置電流的微量增加,會(huì)導(dǎo)致功率放大器增益的顯著提升。這同樣是因?yàn)镠BT器件跨導(dǎo)的變化引起的,因?yàn)閷?duì)于工作在AB類的功率放大器而言,HBT器件的跨導(dǎo)隨著靜態(tài)配置電流的增加而顯著增加。由此可見(jiàn),可以通過(guò)調(diào)節(jié)功率放大器的基極靜態(tài)偏置電流的方法,提高HBT器件跨導(dǎo),從而有效地改進(jìn)放大器功率增益的溫度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基極偏置端添加一個(gè)溫度補(bǔ)償電路調(diào)節(jié)基極靜態(tài)偏置電流顯得非常必要。

圖3示出InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器帶溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的射極跟隨器型偏置電路原理圖,其中黑色虛線框內(nèi)為溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。該偏置電路由一個(gè)InGaP/GaAs HBT和五個(gè)阻值大小各不相同的TaN薄膜電阻組成。由晶體管HBT Q2的基極電壓Vs決定Q2的發(fā)射極電流,由發(fā)射極電流和發(fā)射極電阻共同決定偏置電路的輔助電壓Vaux,通過(guò)輔助電壓Vaux和輔助電阻Raux調(diào)節(jié)射極跟隨器型偏置電路中二極管結(jié)構(gòu)連接的晶體管D2的集電極電壓V1。

對(duì)于射極跟隨器型偏置電路,功率放大器的基極靜態(tài)電流主要由發(fā)射極跟隨器晶體管Q1的輸入電阻和基極電壓V2決定。隨著外部環(huán)境溫度的改變,溫度補(bǔ)償電路通過(guò)調(diào)節(jié)電壓V1的方法,進(jìn)而調(diào)節(jié)晶體管Q1的基極電壓V2和功率放大器晶體管QRF的基極電壓Vin,從而調(diào)節(jié)功率放大器晶體管QRF的基極靜態(tài)偏置電流,實(shí)現(xiàn)增強(qiáng)功率放大器的功率增益隨環(huán)境溫度變化的穩(wěn)定性的目的。對(duì)于溫度補(bǔ)償電路而言,需要對(duì)晶體管Q2各端選擇合適的電阻值,確保在室溫條件下輔助電阻Raux兩端電壓Vaux等于V1。

當(dāng)溫度升高時(shí),溫度補(bǔ)償電路節(jié)點(diǎn)aux的電壓Vaux減小速度低于V1的減小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加電流從節(jié)點(diǎn)aux流向節(jié)點(diǎn)1,從而提高節(jié)點(diǎn)1的電壓V1,進(jìn)一步提高電壓V2和功率放大器晶體管QRF基極電壓Vin。一方面,提高電壓V2會(huì)使得參考電阻Rref兩端電壓降低,減小參考電流Iref;另一方面,提高Q1的基極電壓V2和QRF的基極電壓Vin,使得晶體管Q1的基極和發(fā)射極兩端電壓增加,降低晶體管Q1的基極電阻,從而提高晶體管Q1的基極電流,進(jìn)而提高功率放大器晶體管QRF的基極靜態(tài)偏置電流。反之,當(dāng)溫度降低時(shí),電壓Vaux低于V1,因此有附加電流從節(jié)點(diǎn)1流向節(jié)點(diǎn)aux,從而使得電壓V1、V2和Vin都將降低,導(dǎo)致晶體管Q1的基極電流減小,進(jìn)而降低功率放大器晶體管QRF的基極靜態(tài)偏置電流。

特別需要提及的是,對(duì)于調(diào)節(jié)高溫和低溫條件下的的功率增益大小,輔助電阻Raux阻值的選取非常重要,合適的阻值能將電阻Raux兩端的電壓差調(diào)節(jié)到需要的值,達(dá)到高溫和低溫時(shí)的功率增益沒(méi)有明顯差異。

4結(jié)果與討論

為了驗(yàn)證上述提出的溫度補(bǔ)償電路的可行性,將溫度補(bǔ)償電路應(yīng)用到實(shí)際功率放大器電路中。圖4示出應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng)的單片集成射頻功率放大器的原理圖。對(duì)于射頻功率放大器而言,需要盡可能的得最高的效率和最高增益。為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo),功率放大器的晶體管選擇合適的發(fā)射極面積,并設(shè)法使功率放大器工作在AB類。實(shí)現(xiàn)將溫度補(bǔ)償電路與射頻功率放大器集成在單顆GaAs基片上。

基于穩(wěn)懋半導(dǎo)體公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信號(hào)模型,分別對(duì)有無(wú)溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的射頻功率放大器進(jìn)行仿真。圖5示出有無(wú)溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的射頻功率放大器在環(huán)境溫度為-20℃, 25℃ 和+85℃條件下的小信號(hào)S21參數(shù),其中圖5(a)為沒(méi)有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的S21參數(shù),圖5(b)為有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的S21參數(shù)。由圖可以看出溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)能有效地減小小信號(hào)S21參數(shù)隨溫度變化的變化量。圖6示出有無(wú)溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的射頻功率放大器功率增益隨溫度變化的特性,其中實(shí)線為沒(méi)有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu),虛線為有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。由圖可以看出,當(dāng)溫度從-20℃ 增加到 +85℃時(shí),沒(méi)有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的功率放大器增益從14.3dB下降到12.8dB,下降量為1.5dB,而有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的功率放大器增益從13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)使得功率放大器的功率增益隨溫度的變化的穩(wěn)定性大大提高。圖7(a)(b)分別示出有無(wú)溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的功率放大器功率特性曲線,其中圖7(a)沒(méi)有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu),圖7(b)有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。由圖可以看出,引入溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu),使得功率放大器在不同輸入信號(hào)條件下的的功率增益、輸出功率和效率隨溫度的變化量都大幅度減小。由圖可以看出,在-20℃到+85℃的溫度范圍內(nèi)變化時(shí),具有溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)功率放大器的輸出功率能穩(wěn)定在37.7dBm以上,同時(shí)功率附加效率PAE在57%以上。從上述系列的結(jié)果可以看出,這種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的溫度補(bǔ)償電路非常適合應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng)的射頻功率放大器。

5結(jié)論

本文提出一種應(yīng)用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的溫度補(bǔ)償電路,這種溫度補(bǔ)償電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,與功率放大器電路集成在同一個(gè)單片芯片的特點(diǎn)。采用該溫度補(bǔ)償電路通過(guò)調(diào)節(jié)功率放大器的基極靜態(tài)偏置電流的方式補(bǔ)償放大器功率增益隨環(huán)境溫度的變化,有效地提高功率放大器的熱特性。將溫度補(bǔ)償電路應(yīng)用到實(shí)際射頻功率放大器中,使得在溫度范圍-20℃到+85℃內(nèi)變化時(shí),功率放大器的功率增益隨溫度的變化量從1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的輸出功率能穩(wěn)定在37.7dBm以上。本文提出的溫度補(bǔ)償電路是一種非常適合應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng)的射頻功率放大器的溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。

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關(guān)鍵詞：高頻電子線路；小信號(hào)放大器；S參數(shù)；教學(xué)

Research of teaching method on small-signal amplifier in high-frequency circuits

Tang Jian

Yancheng Teachers University， Yancheng， 224051， China

Abstract： Through several years' teaching practice， the S-parameters of microwave engineering are introduced in the process of teaching high-frequency circuits properly， as well as the software simulation， which make the students understand and related knowledge point from multiple perspectives. The proposed teaching method has achieved good teaching effects in the classroom teaching.

Key words： high-frequency circuits； small-signal amplifier； S-parameters； teaching

高頻電子線路課程主要討論應(yīng)用各種無(wú)線電技術(shù)的高頻電子線路，結(jié)合無(wú)線電通信方式討論設(shè)備和系統(tǒng)中高頻電路的線路組成、工作原理及工程設(shè)計(jì)計(jì)算，如選頻網(wǎng)絡(luò)、高頻小信號(hào)放大器、高頻功率放大器、高頻接收機(jī)及發(fā)射機(jī)等[1-2]。高頻電子線路與低頻電子線路的區(qū)別在于，前者處理的信號(hào)為高頻電磁波信號(hào)，需要使用電感及電容組成的選頻網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)和輸出級(jí)的阻抗匹配。

高頻小信號(hào)電路的教學(xué)從分析晶體管的高頻小信號(hào)模型入手，把完整的放大器結(jié)構(gòu)看成雙端口網(wǎng)絡(luò)，建立導(dǎo)納矩陣的Y參數(shù)小信號(hào)模型，在阻抗匹配部分采用的是電感抽頭式電路與電容組成的諧振網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)阻抗匹配的要求推導(dǎo)出接入系數(shù)的關(guān)系式，但在常規(guī)教學(xué)中，阻抗匹配只是用來(lái)推導(dǎo)接入系數(shù)，并未做深入的解釋，學(xué)生對(duì)阻抗匹配概念比較模糊。筆者在教學(xué)中引入微波工程中S參數(shù)的概念，使學(xué)生更深刻地理解高頻小信號(hào)放大器阻抗匹配的物理意義。結(jié)合微波電子技術(shù)中小信號(hào)低噪聲放大器，為學(xué)生學(xué)習(xí)小信號(hào)放大器提供了一個(gè)新的認(rèn)識(shí)角度。

1 高頻電子線路中小信號(hào)放大器的組成

高頻小信號(hào)放大器由信號(hào)源、晶體管、并聯(lián)振蕩回路和負(fù)載阻抗并聯(lián)組成，因此，采用導(dǎo)納分析比較方便，其中輸出回路中抽頭系數(shù)為P1，變壓器接入系數(shù)為P2，在引入晶體管Y參數(shù)模型后，假設(shè)不存在內(nèi)反饋，即yre=0，并把晶體管集電極回路和負(fù)載折合到振蕩回路兩端（1和3）后的等效圖如圖1所示[1]。

圖1 折合到1和3兩端后的等效圖

由圖1可得諧振增益[1]：

（1）

為了獲得最大增益，負(fù)載阻抗需和信號(hào)源內(nèi)阻相同，因此，滿足的匹配條件如式（2）所示。根據(jù)式（2）即可求出接入系數(shù)P1和P2，分析自激條件可得到穩(wěn)定系數(shù)S，從而完成高頻小信號(hào)放大器設(shè)計(jì)[1]。

（2）

（3）

雖然在常規(guī)的高頻電子線路教學(xué)中，根據(jù)以上內(nèi)容已完成高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)教學(xué)，但其中關(guān)于阻抗匹配的概念僅是一帶而過(guò)。由于高頻電子線路中處理的是高頻電磁波信號(hào)，所謂阻抗匹配，即無(wú)反射波，所有高頻的微波信號(hào)皆能傳至負(fù)載，不會(huì)有信號(hào)反射回源點(diǎn)，從而提升能源效益[3，4]。因此，筆者在教學(xué)中引入微波技術(shù)中的散射參量S的概念，并使用軟件完成高頻小信號(hào)放大器的仿真，加深學(xué)生對(duì)高頻小信號(hào)放大器的理解。

2 散射參量S的概念

設(shè)n端口網(wǎng)絡(luò)的第j個(gè)端口接微波源，其余所有端口接匹配負(fù)載，即網(wǎng)絡(luò)只有一個(gè)電壓入波aj，按上面的公式可知，任意一個(gè)端口的電壓的出波[3]：

（4）

（1）如果i≠j，按照歸一化電壓波的定義可知：

（5）

（6）

公式（5）和（6）表明，在網(wǎng)絡(luò)負(fù)載端口都處于匹配的狀態(tài)的條件下，Sij的物理意義是任意兩個(gè)端口之間的歸一化電壓傳輸系數(shù)；當(dāng)相關(guān)端口的特性阻抗相同時(shí)，其物理意義是兩個(gè)物理端口的電壓傳輸系數(shù)；其模的平方是兩端口之間的功率傳輸系數(shù)。

（2）如果i=j，按照歸一化的電壓波的定義可知：

（7）

公式（7）表明，在網(wǎng)絡(luò)的各負(fù)載端口都處于匹配狀態(tài)的條件下，Sij的物理意義是任意端口的電壓發(fā)射系數(shù)。因此，使用散射參量S即可表征高頻小信號(hào)放大器的傳輸增益、反射系數(shù)以及阻抗匹配情況。

3 采用S參數(shù)分析法的高頻小信號(hào)放大器的軟件仿真

在課堂上使用軟件仿真演示采用S參數(shù)分析法的高頻小信號(hào)放大器設(shè)計(jì)和分析過(guò)程，具有步驟簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)且效果直觀的優(yōu)點(diǎn)。高頻晶體管放大器與低頻放大器的設(shè)計(jì)方法有明顯的不同，它需要考慮一些特殊的因素，其中最重要的是輸入信號(hào)與晶體管良好的匹配以及放大器的穩(wěn)定性分析。穩(wěn)定性分析以及增益、噪聲系數(shù)等都是設(shè)計(jì)高頻放大器電路時(shí)必須考慮的基本問(wèn)題，只有綜合考慮這些問(wèn)題，才能設(shè)計(jì)出符合實(shí)際應(yīng)用要求的高頻晶體管放大器。

我們采用ADS軟件仿真實(shí)現(xiàn)高頻晶體管低噪聲放大器。ADS是美國(guó)安捷倫公司開(kāi)發(fā)的高頻電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件，包括時(shí)域電路仿真（SPICE類仿真）、頻域電路仿真（諧波平衡，線性分析）、通信系統(tǒng)仿真等。小信號(hào)放大器采用的是小信號(hào)SP模型，模型中已經(jīng)帶有確定的直流工作點(diǎn)[5]。和理論教學(xué)的過(guò)程一致，首先進(jìn)行直流特性的仿真，仿真電路圖如圖2所示。仿真結(jié)果如圖3所示，選定晶體管的直流工作點(diǎn)后，可以進(jìn)行晶體管的S參數(shù)掃描，對(duì)應(yīng)的工作點(diǎn)為Vce=2.7 V，Ic=5 mA。由于SP模型本身已經(jīng)對(duì)應(yīng)于一個(gè)確定的直流工作點(diǎn)，因此，在做S參數(shù)掃描時(shí)無(wú)需加入直流偏置，仿真結(jié)果如圖4所示。圖4給出的是S11參數(shù)，可見(jiàn)在工作頻率2 GHz處的反射系數(shù)依然較大，為-6.5 dB，可知當(dāng)前晶體管的輸入端反射較大，輸入匹配不好。

圖2 晶體管直流工作點(diǎn)掃描仿真電路圖

圖3 直流特性仿真結(jié)果圖

圖4 晶體管的S11參數(shù)仿真結(jié)果圖

由晶體管的S參數(shù)可得其在2 GHz的輸入阻抗為（18.89+j*6.81）Ω（虛部表示含有感抗部分），為實(shí)現(xiàn)良好的輸入及輸出匹配，引入用微帶線分布參量實(shí)現(xiàn)的等效電感電容選頻網(wǎng)絡(luò)，仿真電路結(jié)構(gòu)圖如圖5所示，所匹配的阻抗大小均為50 Ω，亦即選頻網(wǎng)絡(luò)的阻抗變化作用，將晶體管的輸入輸出阻抗均變化為信號(hào)源的標(biāo)準(zhǔn)阻抗50 Ω，從而實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，降低輸入信號(hào)的反射，并獲得最優(yōu)的傳輸增益。放大器的工作中心頻率選在2 GHz。

圖5 使用分布參數(shù)微帶線匹配后的小信號(hào)放大器仿真圖

經(jīng)過(guò)仿真后的S參數(shù)結(jié)果如圖6～圖8所示。其中S11反應(yīng)的是輸入匹配情況，S11越小，輸入匹配則越大，S22反應(yīng)的是輸出匹配情況，S22越小，輸出端反射越小，匹配越好。S21則是放大器的增益，在2 GHz下達(dá)到了10 dB。

圖6 匹配后的放大器S11參數(shù)仿真結(jié)果圖

圖7 匹配后的放大器S22參數(shù)仿真結(jié)果圖

圖8 匹配后的放大器S21參數(shù)仿真結(jié)果圖

該仿真為學(xué)生提供了直觀形象的高頻微波小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)過(guò)程，并引入了S參數(shù)的概念，使學(xué)生對(duì)小信號(hào)放大器設(shè)計(jì)過(guò)程中輸入及輸出匹配的影響有了更深刻的認(rèn)識(shí)。

4 噪聲系數(shù)在高頻小信號(hào)放大器教學(xué)中的介紹

高頻小信號(hào)放大器一般用作各類無(wú)線電接收機(jī)的高頻或中頻前置放大器，也用于高靈敏度電子探測(cè)設(shè)備的放大電路。在放大微弱信號(hào)的場(chǎng)合，放大器自身的噪聲對(duì)信號(hào)的干擾可能很嚴(yán)重，因此，希望減小這種噪聲，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用噪聲系數(shù)F來(lái)表示[6]。理想放大器的噪聲系數(shù)F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等于輸入信噪比。一般對(duì)于低噪聲放大器使用高Q值電感完成偏置和匹配功能，由于電阻會(huì)產(chǎn)生額外的熱噪聲，放大器的輸入端應(yīng)避免直接連接到偏置電阻，低噪聲放大器PCB應(yīng)具有損耗低，易于加工和性能穩(wěn)定的特點(diǎn)，均勻材料的物理和電氣性能（特別是介電常數(shù)和厚度），雖然對(duì)材料的表面光潔度有一定要求，也可以使用通常在FR-4（介電常數(shù)4和5之間）的基片，如果電路需要高氧化鋁陶瓷等材料，可以使用作為底物的微波板PCB布局，要考慮到鄰近相關(guān)電路的影響，注意過(guò)濾，接地和外部電路設(shè)計(jì)，以滿足電磁兼容的設(shè)計(jì)原則。

通過(guò)在電路原理圖中加入噪聲系數(shù)計(jì)算控制器和穩(wěn)定系數(shù)計(jì)算控制器，為學(xué)生演示噪聲系數(shù)和穩(wěn)定性系數(shù)的仿真結(jié)果，并設(shè)置優(yōu)化控件。為提高穩(wěn)定性，在晶體管源級(jí)增加電感，最終得到以上高頻小信號(hào)放大器的噪聲系數(shù)及穩(wěn)定系數(shù)（如圖9和10所示）?？梢?jiàn)在2 GHz下的噪聲系數(shù)僅為1.925，穩(wěn)定系數(shù)大于1。

圖9 優(yōu)化后的放大器噪聲系數(shù)仿真結(jié)果圖

圖10 優(yōu)化后的放大器穩(wěn)定系數(shù)仿真結(jié)果圖

5 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)高頻電子線路中的重要知識(shí)點(diǎn)，拓展了高頻小信號(hào)放大器的教學(xué)內(nèi)容。引用了微波技術(shù)中的散射參數(shù)S的概念，采用ADS仿真的方法展現(xiàn)了高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)過(guò)程，通過(guò)軟件仿真和新的物理概念的引入，在課堂上學(xué)生從多個(gè)角度深刻認(rèn)識(shí)了阻抗匹配的基本原理和物理含義，低噪聲系數(shù)的介紹使學(xué)習(xí)不再局限于教材上的穩(wěn)定系數(shù)的內(nèi)容，讓學(xué)生從目前無(wú)線電通信接收機(jī)的實(shí)際要求中深刻領(lǐng)會(huì)產(chǎn)業(yè)前沿，進(jìn)一步激發(fā)學(xué)習(xí)本課程的興趣。

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關(guān)鍵詞：高速CCD；預(yù)放電路；寄生電容；高頻補(bǔ)償

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XUE Xu?cheng， ZHAO Yun?long

（Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， Chinese Academy of Sciences， Changchun 130033， China ）

Abstract： There are much more CCD output channels in high?speed imaging application and the speed of each channel is also much higher. Multiple amplifiers are needed to amplify the multiple output signals. It is very hard to make the amplifiers close to the CCD when the printed circuit board layout is carried out in the case of application of more amplifiers. Thus， the bandwidth is significantly limited by the parasitic capacitance produced by long wires of printed circuit board， and the low pass circuit formed by the output resistance of CCD. In order to eliminate the bandwidth limitation， the high frequency compensation is used in the circuit design. A method to cut out the ground plane at the feedback terminal of the operational amplifier is adopted to avoid self?oscillation of the amplifier circuit.

Keywords： high?speed CCD； preamplification circuit； parasitic capacitance； high?frequency compensation

0 引 言

電荷耦合器件（CCD）具有低噪聲、寬動(dòng)態(tài)范圍、高速以及線性響應(yīng)等優(yōu)點(diǎn)。在高速成像應(yīng)用中，CCD必須具有多通道輸出的能力。通過(guò)多通道并行輸出提高成像系統(tǒng)的速度。每個(gè)通道的速度也要保持較高的速度，通常每個(gè)通道的工作速度能達(dá)到25～40 MHz。CCD的輸出電阻并不是很小，一般情況下其輸出電阻可以達(dá)到300 Ω左右[1]。因此需要預(yù)放電路進(jìn)行阻抗變換，使輸出電阻變小。且要使預(yù)放電路盡可能靠近CCD。因?yàn)槿绻A(yù)放電路和CCD有一定距離時(shí)，電路板走線會(huì)存在一定的寄生電容[2]。該寄生電容和CCD輸出電阻形成一階低通電路，從而限制電路的帶寬。然而，CCD多通道輸出需要多個(gè)放大器對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大。當(dāng)放大器數(shù)量較多時(shí)，電路板布局時(shí)就沒(méi)有足夠的空間使放大器靠近CCD放置。放大器不能靠近CCD放置，走線寄生電容就會(huì)限制帶寬。所以只能通過(guò)高頻補(bǔ)償技術(shù)來(lái)擴(kuò)展帶寬。需要注意到是，高頻補(bǔ)償時(shí)一定不要導(dǎo)致放大器工作不穩(wěn)定。此外高速運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)不當(dāng)也極易產(chǎn)生自激振蕩。因此，通過(guò)電路板設(shè)計(jì)中去除運(yùn)算放大器反饋端地平面的方法避免自激振蕩。

1 多通道CCD預(yù)放電路設(shè)計(jì)

多通道CCD預(yù)放電路中各個(gè)通道應(yīng)該是完全一致的，這可以保證各個(gè)通道導(dǎo)致的成像結(jié)果具有一致性。因此，下面設(shè)計(jì)討論一個(gè)通道的設(shè)計(jì)，其他通道采用完全相同的設(shè)計(jì)即可。首先對(duì)CCD輸出電阻和電路板走線進(jìn)行分析，如圖1所示。CCD輸出可以等效為電壓源V和串聯(lián)等效電阻[Rc]。走線可以直接用寄生電容[Cp]來(lái)表示。那么由于電阻和電容構(gòu)成了低通電路，因此會(huì)限制帶寬。式（1）給出其傳遞函數(shù)。

[Hw（s）=11+RcCps] （1）

可見(jiàn)存在一個(gè)極點(diǎn)[s=-1RgCp]，即系統(tǒng)在大于該極點(diǎn)對(duì)應(yīng)頻率后，響應(yīng)會(huì)按照每十倍頻程20 dB下降。

圖1 CCD輸出電阻和走線等效電容模型

為了不讓該極點(diǎn)限制帶寬，必須使用零點(diǎn)來(lái)抵消這一極點(diǎn)[3]。實(shí)現(xiàn)這一功能的電路如圖2所示。該電路的傳遞函數(shù)由式（2）給出。該電路引入了一個(gè)零點(diǎn)[s=-1（Rg+Rf）Cg]。所以只有讓該零點(diǎn)等于上述極點(diǎn)即可實(shí)現(xiàn)高頻補(bǔ)償。即滿足式（3）即可。該電路在引入零點(diǎn)的同時(shí)也引入了一個(gè)極點(diǎn)[s=-1RgCg]，所以需要使該極點(diǎn)頻率盡可能高，也即[Rg]的值要足夠大。

[Hamp（s）=1+（Rg+Rf）Cgs1+RgCgs] （2）

[RcCp=（Rg+Rf）Cg] （3）

圖2 CCD預(yù)放高頻補(bǔ)償電路

反饋網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)由式（4）給出：

[Hf（s）=1+RgCgs1+（Rg+Rf）Cgs] （4）

電路中的反饋網(wǎng)絡(luò)并不會(huì)使放大器不穩(wěn)定。因?yàn)榉答伨W(wǎng)絡(luò)有一個(gè)極點(diǎn)，使得相位會(huì)產(chǎn)生延遲，但是反饋網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)則使相位產(chǎn)生超前。因此反饋網(wǎng)絡(luò)使得相位先產(chǎn)生一定的延遲，然后在高頻處回到了零相位[4]。這樣不會(huì)對(duì)放大器產(chǎn)生穩(wěn)定性問(wèn)題。

2 CCD預(yù)放電路的電路板設(shè)計(jì)

高速運(yùn)算放大器的電路板設(shè)計(jì)是電路實(shí)現(xiàn)的一個(gè)非常重要的部分。即使電路原理設(shè)計(jì)的再好，隨意的電路板設(shè)計(jì)也會(huì)使電路達(dá)不到要求甚至產(chǎn)生問(wèn)題。其中，高速運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性會(huì)受到電路板設(shè)計(jì)的重要影響。電路板對(duì)電路性能的影響產(chǎn)生的主要原因是電路板的寄生參數(shù)問(wèn)題[5]。例如一個(gè)運(yùn)算放大器在電路實(shí)現(xiàn)后的等效電路如圖3所示。

運(yùn)算放大器的反相端對(duì)地電容對(duì)放大器的穩(wěn)定性具有較大的影響。因?yàn)榉聪喽说膶?duì)地電容和反饋電阻[Rf]在反饋通路上形成了一個(gè)額外的極點(diǎn)，該極點(diǎn)使得相位延遲。相位延遲會(huì)使得在高頻時(shí)，負(fù)反饋?zhàn)兂闪苏答?，從而?dǎo)致自激振蕩。解決這一問(wèn)題的方法就是把這一寄生電容去除。在具體電路板實(shí)現(xiàn)時(shí)，就是把反饋端下面的地平面去除。一個(gè)雙通道的運(yùn)算放大器布局布線圖如圖4所示。該放大器為DIP8封裝，其中2腳和6腳為兩個(gè)通道的反饋端。所以2腳和6腳下面的地平面要去除。而反饋電阻焊盤(pán)下面的地平面同樣也要去除。這樣反饋通道中的寄生電容就降到了最低，可以保證放大器的穩(wěn)定工作。此外，放大器穩(wěn)定工作和低噪聲工作的前提是電源要合理去耦。圖4中正負(fù)電源的去耦電容都盡可能近地靠近相應(yīng)電源管腳放置。這樣可以有效地降低去耦電路的等效電感，在較寬的頻帶內(nèi)提供足夠的去耦。

圖3 運(yùn)算放大器的寄生參數(shù)等效電路

圖4 去除運(yùn)算放大器反饋端地平面

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)，對(duì)設(shè)計(jì)的電路利用LTspice軟件進(jìn)行了電路仿真。CCD輸出等效電阻[Rc]為300 Ω。走線寄生電容[Cp]為20 pF。其3 dB帶寬只有26.5 MHz，其幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)曲線如圖5所示。預(yù)放電路的帶寬應(yīng)該為CCD像素轉(zhuǎn)移頻率的4～5倍。因此如果像素時(shí)鐘頻率達(dá)到25 MHz，那么寄生電容就嚴(yán)重限制了電路帶寬。所以需要進(jìn)行高頻補(bǔ)償來(lái)展寬帶寬。這里[Rf]取值為1 kΩ，[Rg]取值為0.28 kΩ，[Cg]取值為4.7 pF，這時(shí)就能滿足式（3）的要求。

圖5 CCD內(nèi)阻和走線寄生電容的頻率響應(yīng)

圖6所示為補(bǔ)償后的頻率響應(yīng)，可見(jiàn)帶寬擴(kuò)展已經(jīng)超過(guò)了100 MHz。

圖6 高頻補(bǔ)償后的頻率響應(yīng)

高頻補(bǔ)償后的放大器對(duì)方波的響應(yīng)如圖7所示。

圖7 高頻補(bǔ)償后的方波響應(yīng)

放大器的開(kāi)環(huán)頻率響應(yīng)如圖8所示，可以看出當(dāng)放大倍數(shù)將為0 dB時(shí)，相位為-145°，不存在穩(wěn)定性問(wèn)題。

圖8 放大器開(kāi)環(huán)頻率特性

4 結(jié) 論

高速多通道CCD預(yù)放電路設(shè)計(jì)中存在預(yù)放電路不能足夠靠近CCD的問(wèn)題。高速運(yùn)算放大器存在容易自激振蕩的問(wèn)題。針對(duì)上述兩個(gè)問(wèn)題，從電路原理和電路板設(shè)計(jì)的角度進(jìn)行了高速多通道CCD預(yù)放電路分析和設(shè)計(jì)。通過(guò)電路原理設(shè)計(jì)中應(yīng)用高頻補(bǔ)償技術(shù)，有效地解決了帶寬限制問(wèn)題。通過(guò)電路板設(shè)計(jì)中去除運(yùn)算放大器反饋端地平面的方法有效地避免了自激振蕩。因此，該設(shè)計(jì)可以有效地應(yīng)用在高速多通道CCD成像電路中。

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篇6

關(guān)鍵詞：高頻小信號(hào)放大器；工作原理；電子技術(shù)；無(wú)線廣播；信息化 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

中圖分類號(hào)：TN72 文章編號(hào)：1009-2374（2016）19-0044-02 DOI：10.13535/ki.11-4406/n.2016.19.020

信號(hào)通過(guò)長(zhǎng)距離的通信傳輸會(huì)受到衰減和干擾，到達(dá)接收設(shè)備的信號(hào)是非常弱的高頻窄帶信號(hào)，在做進(jìn)一步處理之前，應(yīng)當(dāng)經(jīng)過(guò)放大和限制干擾的處理，這就需要通過(guò)高頻小信號(hào)放大器來(lái)完成。其功能是實(shí)現(xiàn)對(duì)微弱的高頻信號(hào)進(jìn)行不失真的放大，從信號(hào)頻譜來(lái)看，輸入信號(hào)頻譜與放大輸出信號(hào)的頻譜是相同的。由于高頻放大電路常常會(huì)產(chǎn)生自激振蕩，也容易受各種因數(shù)的干擾，并且難以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，所以本文對(duì)其缺點(diǎn)做了改進(jìn)和研究。高頻小信號(hào)放大器主要由輸入電路、放大電路和輸出電路三部分組成。它的應(yīng)用比較廣泛，主要應(yīng)用在電視廣播以及通信線路中。根據(jù)負(fù)載的不同，可以將放大器分為兩種類型：諧振回路負(fù)載的放大器、濾波器為負(fù)載的放大器。高頻小信號(hào)器能夠?qū)⑿盘?hào)進(jìn)行有選擇地放大，最終實(shí)現(xiàn)信號(hào)質(zhì)量的提升、抗干擾性的加強(qiáng)。發(fā)射機(jī)中的振蕩器所能夠產(chǎn)生的信號(hào)非常微弱，而如果想要將信號(hào)的功率進(jìn)行有效提高，則必須進(jìn)行高頻小信號(hào)放大器的使用。而且高頻小信號(hào)放大器的輸入信號(hào)應(yīng)該設(shè)置成0.5V以上，甚至可能會(huì)更大。

1 高頻小信號(hào)放大器的工作原理

在將信號(hào)進(jìn)行遠(yuǎn)距離傳送過(guò)程中，由于各種因素的干擾，會(huì)將信號(hào)減弱，最終可能無(wú)法被接受設(shè)備接收成功。而高頻信號(hào)就是在這種情況下使用，對(duì)信號(hào)所受到的干擾進(jìn)行有效的抵制，只允許所需的信號(hào)通過(guò)，設(shè)備的增益也要足夠大，最終能將信號(hào)提高被接收器所接受。高頻小信號(hào)放大器通過(guò)將負(fù)載回路的使用方式設(shè)置為諧振，從而完成對(duì)一些特殊頻率的信號(hào)進(jìn)行過(guò)濾，并將干擾進(jìn)行對(duì)抗匹配。

根據(jù)高頻小信號(hào)放大器的輸入信號(hào)進(jìn)行分析，得出它的輸入信號(hào)一般為小信號(hào)，這是由設(shè)備的基本構(gòu)造決定的。接收器所接收到的信號(hào)一般比較微弱，工作也就被認(rèn)為是在線性晶體管范圍中的。當(dāng)線性元件中有晶體管的存在時(shí)，能夠?qū)⑵洚?dāng)作有源線性網(wǎng)絡(luò)分析。高頻小信號(hào)放大器的工作部位是發(fā)射機(jī)，目的是為了將信號(hào)的衰弱減小，并增加信號(hào)的輸出功率。

2 高頻小信號(hào)放大器的特點(diǎn)

高頻小信號(hào)放大器所發(fā)揮作用的信號(hào)頻率一般是在幾百到幾千kHz之間的，而信號(hào)的寬帶則有幾千Hz到幾十MHz的范圍，因此必須運(yùn)用網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行頻率的選擇，而高頻小信號(hào)放大器的工作范圍一般是線性的。

無(wú)線電所接受到的信號(hào)一般有三種成分，分別為有用信號(hào)、干擾信號(hào)、噪音信號(hào)，而輸入電路的功能則是將有用的信號(hào)進(jìn)行篩選出來(lái)，并將干擾信號(hào)與噪音等的影響進(jìn)行抵消，而放大線路的功能則與輸入線路的功能相反，是將信號(hào)進(jìn)行放大，在設(shè)計(jì)電路時(shí)應(yīng)該對(duì)這些進(jìn)行考慮并仔細(xì)分析。

3 高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)要求

高頻小信號(hào)放大器是通信系統(tǒng)的一個(gè)重要組成部分，它的功能好壞會(huì)給接收器接收到的信號(hào)質(zhì)量造成直接的影響。而高頻小信號(hào)放大器的具體設(shè)計(jì)要求如下：第一，工作頻率高。目前使用的GSM數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)的手機(jī)中，多為900MHz和1800MHz；第二，功率增益必須做到足夠高，即放大倍數(shù)要足夠大；第三，通頻帶寬是一定的；第四，選擇性良好，即選擇所需信號(hào)和抑制無(wú)用信號(hào)大的能力要強(qiáng)，故一般負(fù)載是諧振回路或?yàn)V波器等；第五，信噪率要高；第六，穩(wěn)定性強(qiáng)，即要求放大器的性能盡可能不受溫度、電源等外界因素變化的影響。高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)必須要考慮到具體的應(yīng)用情況，因此在進(jìn)行實(shí)際的設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)該對(duì)其進(jìn)行具體的考慮。

4 高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)

本文選擇晶體管小信號(hào)調(diào)諧回路諧振放大器的設(shè)計(jì)為例進(jìn)行研究，選用高頻信號(hào)發(fā)生器、直流穩(wěn)定電源、數(shù)字萬(wàn)用表、無(wú)感起子、數(shù)字存儲(chǔ)示波器各一臺(tái)，進(jìn)行設(shè)計(jì)。

4.1 對(duì)放大電路進(jìn)行設(shè)計(jì)

高頻小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)按上面的要求，它不僅要放大高頻信號(hào)，還要有一定的選頻能力，故其必須要對(duì)產(chǎn)生的噪音控制在一定的范圍內(nèi)，極大程度地降低噪音，這種要求使得放大器所使用的元件必須具備良好的穩(wěn)定性，同時(shí)能夠擁有較強(qiáng)的抗輻射能力。

同時(shí)為了高頻小信號(hào)放大器的放大功能可以持續(xù)穩(wěn)定，應(yīng)該對(duì)電容進(jìn)行有效的控制，因此可以選用同柵同源級(jí)聯(lián)電路。另外，在擴(kuò)大電流的輸出范圍的要求上，使得電流也同步進(jìn)行了增加，經(jīng)過(guò)分析能夠得出應(yīng)該選定的電流的值。

4.2 對(duì)輸入電路進(jìn)行設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)出的輸入電流必須要對(duì)抗匹配場(chǎng)效應(yīng)的輸入值進(jìn)行獲取，而要想將阻抗進(jìn)行變換，則必須要將輸入電路將諧振回路與分壓式電感設(shè)置成并聯(lián)。而在高頻小信號(hào)放大器中，要想獲得最佳的噪聲匹配，應(yīng)該設(shè)置電路的諧振電阻比放大電路中的輸入電阻小。

4.3 對(duì)輸出電路進(jìn)行設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)中，阻抗能夠?qū)V波進(jìn)行匹配，并將其輸出到網(wǎng)絡(luò)。技術(shù)的設(shè)計(jì)指標(biāo)中將其品質(zhì)因素確定為4.9，經(jīng)過(guò)分析，在輸出電路中，必須選擇負(fù)載比較高的電阻。

4.4 總電路的設(shè)計(jì)

根據(jù)三個(gè)部分的電路設(shè)計(jì)，將其連接在一起形成高頻小信號(hào)放大器的總電路。其中需要直流穩(wěn)定電源的電壓為Vcc=12V，而負(fù)載的電阻為RL=1KΩ，選用的高頻三極管型號(hào)為3DG6。根據(jù)這些數(shù)據(jù)，進(jìn)行分析、設(shè)計(jì)，并進(jìn)行仿真。

4.5 關(guān)鍵指標(biāo)

4.5.1 諧振增益。放大器的諧振增益是指放大器在諧振頻率上的電壓增益，記為Au0，其值也可以用分貝dB表示。f0是諧振中心頻率，當(dāng)輸入信號(hào)的頻率剛好等于諧振頻率時(shí)，放大增益最大。

Auo=Uo/Ui（輸出電壓與輸入電壓之比）

Auo=20lg（Uo/Ui）dB（分貝表示）

4.5.2 通頻帶。諧振回路具有選頻作用，當(dāng)工作頻率偏離諧振頻率時(shí)，放大器的電壓放大倍數(shù)下降。故習(xí)慣上稱電壓放大倍數(shù)Auo下降到諧振電壓放大倍數(shù)Auo的0.707倍時(shí)，所對(duì)應(yīng)的頻率范圍稱為放大器的通頻帶BW。其數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

BW=2Δf0.7=fo/QL（QL為回路的等效品質(zhì)因數(shù)）

5 高頻小信號(hào)放大器的應(yīng)用

5.1 高頻小信號(hào)放大器的仿真試驗(yàn)、制作及調(diào)試

根據(jù)設(shè)計(jì)的電路，就可以進(jìn)行仿真試驗(yàn)，將仿真結(jié)果輸出，根據(jù)仿真結(jié)果進(jìn)行分析，可以得出仿真數(shù)據(jù)和真實(shí)數(shù)據(jù)的誤差相差比較小。將仿真實(shí)驗(yàn)的電路制作出來(lái)時(shí)，由于處于高頻區(qū)，分布參數(shù)的影響存在，放大器的各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求后的文件參數(shù)值與設(shè)計(jì)計(jì)算值有一定的偏差，所以在調(diào)試時(shí)要反復(fù)仔細(xì)調(diào)整才能使諧振回路處于諧振狀態(tài)。在測(cè)試要保證接地良好，調(diào)試靜態(tài)工作點(diǎn)很重要。往往電路并不是剛焊接好就能正常工作的，通常就沒(méi)有波形或者波形不對(duì)，要檢查的內(nèi)容就是看晶體管是否有正常工作。我們說(shuō)晶體管基極電壓在2V左右時(shí)是正確的，而且集電極電壓VC要大于VB才好，所以在實(shí)際電路中，將上偏置電阻換成了一個(gè)滑變與一個(gè)固定電阻串聯(lián)，方便調(diào)節(jié)靜態(tài)工作點(diǎn)。

5.2 高頻小信號(hào)放大器的應(yīng)用分析

經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)得出，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)與實(shí)際值之間存在著一定的誤差，代表著高頻小信號(hào)放大器在現(xiàn)實(shí)生活的應(yīng)用中存在著一定的誤差，而產(chǎn)生這些誤差的原因主要有以下幾點(diǎn)：

5.2.1 高頻小信號(hào)放大器的各組成部分的實(shí)際數(shù)據(jù)與其所設(shè)定的理論值存在著一定的差距，例如里面的電阻值可能會(huì)受到環(huán)境的影響，電阻值以及電容值都會(huì)發(fā)生變化。

5.2.2 高頻小信號(hào)放大器的說(shuō)明書(shū)中的參數(shù)一般是在一定的情況下進(jìn)行測(cè)試所得的，而現(xiàn)實(shí)生活中高頻小信號(hào)放大器多數(shù)使用的環(huán)境并不一定，與測(cè)試環(huán)境有很大的不同，進(jìn)而使得實(shí)際的數(shù)據(jù)與參數(shù)值有一定的差距。

5.2.3 高頻小信號(hào)放大器的性能指標(biāo)的參數(shù)也是在一定的情況下測(cè)得的，當(dāng)所采用的測(cè)量方法不同時(shí)，性能指標(biāo)的參數(shù)也會(huì)有所不同。而現(xiàn)實(shí)生活中，它的應(yīng)用情況千差萬(wàn)別，因此性能也會(huì)受到影響。例如，在我們對(duì)高頻小信號(hào)放大器進(jìn)行調(diào)試的過(guò)程中，是通過(guò)對(duì)波形輸出值大小的觀察來(lái)對(duì)電路是否需要調(diào)試進(jìn)行確定的，因此當(dāng)對(duì)調(diào)諧頻率的測(cè)量出現(xiàn)誤差時(shí)，所得出的數(shù)據(jù)也會(huì)有很大的差別。

5.2.4 高頻小信號(hào)放大器的使用時(shí)間會(huì)對(duì)器件的性能造成影響，進(jìn)而影響到其功能。

6 結(jié)語(yǔ)

高頻小信號(hào)放大器在具體的應(yīng)用中是比較困難的，高頻小信號(hào)放大器的理論比較簡(jiǎn)單，在實(shí)際應(yīng)用中它的功能會(huì)受到各種因素的影響，我們應(yīng)該根據(jù)其理論研究，對(duì)現(xiàn)實(shí)應(yīng)用進(jìn)行更深入的推廣，加強(qiáng)其功能的實(shí)現(xiàn)，為無(wú)線電廣播事業(yè)以及電視廣播事業(yè)做出貢獻(xiàn)。實(shí)際應(yīng)用中，高頻小信號(hào)放大器的最主要問(wèn)題一般是振蕩自激，不能將其各級(jí)之間的匹配進(jìn)行有效阻擋。

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關(guān)鍵詞 電子電路設(shè)計(jì)；語(yǔ)音放大電路；Multisim仿真

中圖分類號(hào)：TP391.9 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：B

文章編號(hào)：1671-489X（2015）16-0037-02

1 設(shè)計(jì)任務(wù)與技術(shù)指標(biāo)

設(shè)計(jì)任務(wù) 設(shè)計(jì)并制作一個(gè)由集成運(yùn)算放大器組成的語(yǔ)音放大電路，其作用是不失真地放大輸入的音頻信號(hào)。為此，語(yǔ)音放大電路應(yīng)由輸入電路、前置放大器、有源帶通濾波器、功率放大器和揚(yáng)聲器幾部分構(gòu)成。

技術(shù)指標(biāo)

1）前置放大器：輸入信號(hào)Uid≤10 mV，輸入阻抗Ri≥100 kΩ，共模抑制比KCMR≥60 dB。

2）有源帶通濾波器：帶通頻率范圍300 Hz～3 kHz。

3）功率放大器：最大不失真輸出功率Pom≥5 W，負(fù)載阻抗RL=4 Ω。

2 工作原理

由于話筒的輸出信號(hào)比較小，為此需用前置放大器對(duì)話音進(jìn)行放大。聲音是通過(guò)空氣傳播的一種連續(xù)的波，說(shuō)話的信號(hào)頻率通常在300 Hz～3 kHz之間，這種頻率范圍的信號(hào)稱為語(yǔ)音信號(hào)。聲音在空氣中傳播會(huì)產(chǎn)生諧波失真，為了提高輸出信號(hào)的高保真性能，需要設(shè)計(jì)頻率范圍在300 Hz～

3 kHz之間的帶通濾波器，用于濾除語(yǔ)音信號(hào)頻帶以外的噪聲。功率放大器用于對(duì)語(yǔ)音信號(hào)進(jìn)行功率放大驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器輸出，要求輸出功率盡可能大，轉(zhuǎn)換效率盡可能高，非線性失真盡可能小[1]。

3 設(shè)計(jì)方案

根據(jù)技術(shù)指標(biāo)要求，可由輸入信號(hào)、最大不失真輸出功率、負(fù)載阻抗，求出系統(tǒng)總電壓放大倍數(shù)Au=894。由于實(shí)際電路中存在損耗，故取Au=900。根據(jù)各單元電路的功能，各級(jí)電壓放大倍數(shù)分配為：前置放大器11倍，有源帶通濾波器2.5倍，功率放大器33倍。

前置放大器 前置放大器為測(cè)量用小信號(hào)放大電路。由于傳聲器輸出信號(hào)的最大幅度僅有若干毫伏，而共模噪聲可能高到幾伏，在設(shè)計(jì)中要考慮放大器輸入漂移、噪聲以及放大器本身的共模抑制比對(duì)設(shè)計(jì)精度的影響，前置放大器應(yīng)該是一個(gè)高輸入阻抗、高共模抑制比、低漂移的小信號(hào)放大電路。本設(shè)計(jì)采用具有很高輸入阻抗、能與高阻話筒配接的同相比例運(yùn)算電路作為前置放大器，電路如圖1所示，其電壓放大倍數(shù)Au為：

所以取R1=10 kΩ，R2=100 kΩ，R3=R4=200 kΩ。

有源帶通濾波器 由有源器件和RC網(wǎng)絡(luò)組成的濾波器稱為有源濾波器。按照濾波器工作頻帶的不同，可分為低通、高通、帶通和帶阻四種濾波器。根據(jù)語(yǔ)音信號(hào)的特點(diǎn)，語(yǔ)音濾波器應(yīng)該是一個(gè)二階有源帶通濾波器，其頻率范圍應(yīng)在300 Hz～3 kHz之間。

1）二階有源低通濾波器。二階有源低通濾波器如圖2所示。

電壓放大倍數(shù)為：

設(shè)品質(zhì)因數(shù)Q=0.707，得通帶放大倍數(shù)Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=27 kΩ。由于f0=3 kHz，若取C1=C2=6.8 nF，

則有R1=R2=8.2 kΩ。

2）二階有源高通濾波器。高通濾波器與低通濾波器具有對(duì)偶性，若把圖2中的C1、C2和R1、R2位置互換，就可得到二階有源高通濾波器。電壓放大倍數(shù)為：

設(shè)品質(zhì)因數(shù)Q=0.707，得Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=

27 kΩ。由于f0=300 Hz，若取C1=C2=68 nF，則有R1=R2=

8.2 kΩ。

3）寬帶帶通濾波器。當(dāng)?shù)屯V波器的截止頻率大于高通濾波器的截止頻率時(shí)，將二階低通濾波器和二階高通濾波器串聯(lián)，就可得到通帶較寬的二階帶通濾波器。該方法構(gòu)成的帶通濾波器多用作測(cè)量信噪比的音頻帶通濾波器，其帶寬由兩個(gè)濾波器的截止頻率決定，且通帶截止頻率易于調(diào)整[2]。

功率放大器 功率放大器的作用是給語(yǔ)音放大電路的負(fù)載（揚(yáng)聲器）提供所需的輸出功率。LM386是一種低電壓音頻集成功放，具有電源電壓范圍寬、靜態(tài)功耗低、電壓增益可調(diào)、外接元件少和低失真度等優(yōu)點(diǎn)。

LM386的典型應(yīng)用電路如圖3所示。LM386的電源電壓范圍為4～15 V，靜態(tài)電源電流為4 mA，輸入阻抗為50 kΩ。

電路由單電源供電，輸出端經(jīng)輸出電容C5接負(fù)載，以構(gòu)成OTL電路。RP1和C6阻容網(wǎng)絡(luò)用來(lái)設(shè)定電壓增益，即調(diào)節(jié)電位器RP1，可使電壓增益在20～200之間變化；C2為去耦電容，用來(lái)濾掉電源的高頻交流成分；C3為旁路電容，起濾除噪聲的作用；R1和C4校正網(wǎng)絡(luò)用來(lái)進(jìn)行相位補(bǔ)償，防止電路高頻自激；C5為耦合電容，起隔直流通交流作用。

4 電路實(shí)現(xiàn)

利用Multisim軟件畫(huà)出各單元電路的仿真電路圖，先對(duì)各單元電路進(jìn)行分級(jí)調(diào)試，再將各單元電路級(jí)聯(lián)進(jìn)行整機(jī)調(diào)試；然后進(jìn)行電路焊接與裝配，對(duì)實(shí)際電路進(jìn)行性能指標(biāo)測(cè)試；最后進(jìn)行實(shí)際系統(tǒng)音質(zhì)效果試聽(tīng)，即將話筒或收音機(jī)的耳機(jī)輸出口接語(yǔ)音放大電路的輸入端，用揚(yáng)聲器代替負(fù)載電阻，應(yīng)能聽(tīng)到音質(zhì)清晰的聲音。

參考文獻(xiàn)

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【關(guān)鍵詞】E類功放 2.4GHz 偽差分 飽和輸出功率

1 引言

S著無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射頻功率放大器的研究和設(shè)計(jì)。射頻功率放大器是無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)射機(jī)的核心組成部分，功率放大器的性能指標(biāo)直接影響整個(gè)通信系統(tǒng)的好壞，因此設(shè)計(jì)性能良好的功率放大器是當(dāng)前無(wú)線通信系統(tǒng)亟待解決的問(wèn)題。

射頻功率放大器用來(lái)輸出大功率給外部負(fù)載。功率放大器通常是無(wú)線發(fā)射機(jī)中功耗最大的模塊，為了降低功耗，延長(zhǎng)電池壽命，要求它具有較高的效率。射頻功率放大器可分為傳統(tǒng)功率放大器和開(kāi)關(guān)模式功率放大器，傳統(tǒng)功率放大器擁有良好的線性度，開(kāi)關(guān)模式功率放大器則具有很高的效率。E類功率放大器是一種開(kāi)關(guān)模式的功率放大器，擁有較高的效率，其可應(yīng)用于手機(jī)藍(lán)牙系統(tǒng)、物聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)以及未來(lái)的可穿戴系統(tǒng)等，E類射頻功率放大器的效率理論上可達(dá)到100%。

2 E類功率放大器的原理和理論設(shè)計(jì)方程推倒

功率放大器實(shí)質(zhì)上是一個(gè)能量轉(zhuǎn)換器，把電源供給的直流能量轉(zhuǎn)化為交流能量。其轉(zhuǎn)換能量的能力通常用漏極效率

，其中Pout為輸出功率，Pc為漏級(jí)耗散功率。該式表明，要增加漏級(jí)效率，就必須減少漏級(jí)耗散功率的消耗。當(dāng)晶體管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，可以有效的減少漏級(jí)耗散功率的消耗。因?yàn)殚_(kāi)關(guān)狀態(tài)的晶體管相當(dāng)于一個(gè)開(kāi)關(guān)，當(dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，有電流通過(guò)；由于此時(shí)的導(dǎo)通電阻極小，晶體管的電壓很小，并且趨向于零。當(dāng)晶體管斷開(kāi)時(shí)，晶體管電壓雖然有點(diǎn)高，但無(wú)電流通過(guò)晶體管，從而達(dá)到減小耗散功率的目的。E類功率放大器就是按照電壓與電流不重疊出現(xiàn)而設(shè)計(jì)出來(lái)的，使得在任意時(shí)刻，電壓與電流的乘積為零，即耗散功率為零。圖1為E類功率放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。該拓?fù)錂C(jī)構(gòu)由Grebennikov在2002年提出，經(jīng)過(guò)10余年的發(fā)展，該放大器以其效率高，可設(shè)計(jì)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用。

在該E類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖中，電感L1為電路提供直流偏置，電容C1為外加電容和晶體管寄生電容之和，電感L2和電容C2構(gòu)成濾波諧振網(wǎng)絡(luò)，該諧振網(wǎng)絡(luò)諧振頻率為2.4GHz。RL為從晶體管獲得最大功率的最佳匹配負(fù)載。E類射頻功率放大器由單個(gè)晶體管和負(fù)載匹配網(wǎng)絡(luò)組成，在激勵(lì)信號(hào)的作用下，晶體管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，當(dāng)晶體管閉合時(shí)，晶體管漏端的電壓由晶體管本身決定，即由其自身的導(dǎo)通電阻決定，當(dāng)晶體管斷開(kāi)時(shí)，晶體管漏端的電壓波形由其后端的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的瞬態(tài)響應(yīng)所決定。圖2為理想E類功率放大器兩端電壓、電流的波形圖。

為了使該功率放大器的效率達(dá)到100%，該功率放大器的瞬態(tài)響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)應(yīng)該滿足以下三個(gè)條件：

（1）晶體管導(dǎo)通時(shí)，晶體管兩端的電壓必須為零，即晶體管的瞬態(tài)響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)應(yīng)在晶體管導(dǎo)通之前，完成電荷的釋放；

（2）當(dāng)晶體管截止時(shí)，晶體管兩端的電壓必須等晶體管完全截止后才開(kāi)始上升；

（3）晶體管導(dǎo)通時(shí)，晶體管兩端電壓的導(dǎo)數(shù)為零。只有這樣，流過(guò)晶體管的電壓和電流才不會(huì)發(fā)生重疊，從而保證其100%的效率。根據(jù)以上三點(diǎn)，可以列出微分方程。通過(guò)對(duì)微分方程進(jìn)行解析，可以得出E類功率放大器負(fù)載網(wǎng)絡(luò)各元器件的具體參數(shù)，具體的推倒過(guò)程文獻(xiàn)[1]已經(jīng)列出。其各元器件參數(shù)的方程為：

其中，Pout為電路設(shè)計(jì)者需要功率放大器輸出的功率，QL為串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因子。

3 存在的問(wèn)題和解決的方法

由于功率放大器輸出的是功率，且開(kāi)關(guān)類的功率放大器和一般線性類功率放大器相比，晶體管的狀態(tài)完全不一樣，開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，所以對(duì)于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的信號(hào)幅度必須足夠大，這樣才能使晶體管充分的開(kāi)啟和關(guān)閉。如圖1所示，開(kāi)關(guān)管一般都是通過(guò)一個(gè)電感直接接電源，所以為了保證可以充分驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管，前級(jí)電路必須可以提供一個(gè)從0V到電源電壓的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。其次，為了使該功率放大器的飽和輸出功率盡量的高，以提高其漏極效率和功率附加效率，本設(shè)計(jì)采用了偽差分電路設(shè)計(jì)，使得飽和輸出功率比單端增加了3dB，由于最佳負(fù)載是根據(jù)理論公式計(jì)算出來(lái)的，應(yīng)該用負(fù)載牽引法，獲得最佳負(fù)載，從而獲得最大輸出功率。

3.1 反相器驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

由于驅(qū)動(dòng)電路必須可以提供從0伏到電源電壓的滿擺幅信號(hào)，因?yàn)樵谏漕l前端中，功率放大器的前級(jí)電路是一個(gè)上變頻電路，上變頻電路的輸出信號(hào)幅度非常微弱，所以必須加驅(qū)動(dòng)電路才能驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管，如果采用一般的放大器電路，很難輸出一個(gè)滿擺幅的信號(hào)，綜合考慮本設(shè)計(jì)決定采用反相器級(jí)聯(lián)輸出方波信號(hào)的方式來(lái)解決該題。

圖3為反相器驅(qū)動(dòng)的電路圖，該驅(qū)動(dòng)電路由六個(gè)晶體管、兩個(gè)電阻、一個(gè)電容組成；其中電阻R1、R2用于為第一、第二個(gè)反相器提供直流偏置，第三級(jí)反相器的輸出端直接接需要驅(qū)動(dòng)的開(kāi)關(guān)管，C1為交流耦合電容。首先調(diào)整第一級(jí)反相器的參數(shù)，使得第一級(jí)反相器的靜態(tài)輸出為低電平，然后依次調(diào)整第二、第三級(jí)反向器的參數(shù)，使第二級(jí)靜態(tài)輸出為高電平，第三級(jí)靜態(tài)輸出為低電平，從而使后端的開(kāi)關(guān)管靜態(tài)偏置在截止?fàn)顟B(tài)。第一、第二、第三級(jí)反相器晶體管的尺寸按一定的比例增加，每一級(jí)反相器中PMOS管的寬長(zhǎng)比應(yīng)是NMOS管寬長(zhǎng)比的倍數(shù)。使得級(jí)聯(lián)反相器能夠很好的輸出方波波形，驅(qū)動(dòng)后面的晶體管。

3.2 差分電路設(shè)設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)采用了如圖4所示的差分結(jié)構(gòu)電路圖，在該差分結(jié)構(gòu)電路中，各名稱相同的器件均為參數(shù)相同的器件，該差分結(jié)構(gòu)電路由兩個(gè)參數(shù)完全相同的單端電路組成。輸入為差模電壓，任意時(shí)刻總是一個(gè)管子導(dǎo)通，一個(gè)管子截止。所以每一個(gè)周期電流兩次釋放到襯底，由此引起的耦合電流的頻率變?yōu)樾盘?hào)頻率的2倍，有利于減小襯底耦合給電路的干擾，其次在相同的電源電壓和輸出功率條件下，每個(gè)晶體管在差分結(jié)構(gòu)中比在單端結(jié)構(gòu)中承受的最大電流要小，如果在相同的電源電壓和電流下，差分結(jié)構(gòu)比單端的輸出功率要高。

4 電路仿真結(jié)果與分析

5 結(jié)束語(yǔ)

E類射頻功率放大器是高效率的功率放大器，一直以來(lái)備受關(guān)注。本文對(duì)E類放大器的原理進(jìn)行了簡(jiǎn)單的介紹，對(duì)相關(guān)器件參數(shù)方程進(jìn)行了推倒，設(shè)計(jì)出了功率放大器的驅(qū)動(dòng)電路，采用偽差分的電路結(jié)構(gòu)，提高了功放的飽和輸出功率的功率附加效率。榘E類功率放大器運(yùn)用于高效率的平臺(tái)提供了參考。

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作者簡(jiǎn)介

朱啟文（1990-），男，貴州省貴陽(yáng)市人?，F(xiàn)為貴州大學(xué)大數(shù)據(jù)學(xué)院在讀碩士研究生。主要研究方向?yàn)樯漕l集成電路方向。

作者單位

貴州大學(xué)貴州省微納電子與軟件技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 貴州省貴陽(yáng)市 550025

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關(guān)鍵詞：Proteus 丙類功率放大 仿真

1.引言

根據(jù)放大器中晶體管工作狀態(tài)的不同或晶體管集電極電流導(dǎo)通角θ的范圍，可分為甲類、甲乙類、乙類、丙類及丁類等不同類型的功率放大器。電流導(dǎo)通角越小，放大器的效率越高，丙類功率放大器的導(dǎo)通角θ < 9O0，其效率可達(dá)85% ，所以高頻功率放大器一般選擇丙類工作狀態(tài)。本文利用Proteus軟件對(duì)丙類功率放大器電路進(jìn)行仿真，通過(guò)仿真結(jié)果與理論相對(duì)照方式加深對(duì)高頻丙類功率放大器電路的理解。

2. Proteus簡(jiǎn)介

Proteus嵌入式系統(tǒng)仿真與開(kāi)發(fā)平臺(tái)是由英國(guó)Labcenter公司開(kāi)發(fā)的，是目前世界上最先進(jìn)最完善的電路設(shè)計(jì)與仿真平臺(tái)之一。Proteus軟件可以對(duì)模擬電路、數(shù)字電路、模數(shù)混合電路、單片機(jī)及元器件進(jìn)行系統(tǒng)仿真。

Proteus軟件提供了豐富的測(cè)試信號(hào)用于電路測(cè)試。對(duì)電路系統(tǒng)的教學(xué)，學(xué)生的實(shí)驗(yàn)、課程設(shè)計(jì)、畢業(yè)設(shè)計(jì)、電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽等都有很大的幫助。通過(guò)動(dòng)態(tài)器件如電機(jī)、LED、LCD開(kāi)關(guān)等，配合系統(tǒng)配置的虛擬儀器如示波器、邏輯分析儀等，可以實(shí)時(shí)看到運(yùn)行后的輸入輸出的效果。

3.丙類功率放大器的基本理論

圖1是丙類諧振功率放大器的原理電路，L、C組成并聯(lián)諧振回路，作為集電極負(fù)載回路，負(fù)載回路既可以實(shí)現(xiàn)選頻濾波的功能，又實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。放大器的工作狀態(tài)由偏置電壓VBB的大小決定，當(dāng)VBB

3.1工作原理

若激勵(lì)電壓Us=Umcosωt ，且VBB

uBE= VBB +Us = VBB + Umcosωt

電路的工作波形如圖 2所示。晶體管的集電極電流ic為周期性的余弦脈沖。實(shí)際上工作在丙類狀態(tài)的晶體管各極電流ib、ic、ie均為周期性余弦脈沖，均可以展開(kāi)為傅立葉級(jí)數(shù)。

其中ic的傅立葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式為： ic= Ico+Ic1mcosωt+ Ic2mcos2ωt+……

式中Ico、Ic1m、Ic2m、Icnm分別為集電極電流的直流分量、基波分量、以及各高次諧波分量的振幅。

其中

αo（θ）、α1（θ）…αn（θ）為余弦脈沖分解系數(shù)，圖3給出了導(dǎo)通角與各分解系數(shù)αo（θ）、α1（θ）…αn（θ） 的關(guān)系曲線。

圖3 余弦脈沖電流分解系數(shù) 圖4 諧振放大器各極電壓、電流波形

由圖可清楚地看到各次諧波分量隨導(dǎo)通角θ變化的趨勢(shì)。諧波次數(shù)越高，振幅就越小。因此，在諧振功率放大器中只需研究直流功率與基波功率。

顯然，只要知道電流脈沖的最大值icmax和導(dǎo)通角θ就可以計(jì)算Ico、Ic1m、Ic2m…Icnm。

當(dāng)LC回路諧振于ω時(shí)，在LC回路兩端得到最大的輸出電壓，

即：Uc=Vcmcosωt= Ic1mR∑cosωt，R∑為回路等效總電阻。

丙類諧振功率放大器的電流、電壓波形如圖4所示。

結(jié)論：丙類諧振功率放大器，流過(guò)晶體管的各極電流均為余弦脈沖，但利用諧振回路的選頻作用，其輸出電壓仍能反映輸入電壓的變化規(guī)律，即輸出信號(hào)基本上是不失真的余弦信號(hào)，實(shí)現(xiàn)線性放大的功能。

4.1仿真電路結(jié)構(gòu)分析

丙類功率放大器電路如圖5所示。輸入信號(hào)V1和偏壓VBB疊加，當(dāng)疊加電壓大于Q的BE級(jí)之間的導(dǎo)通電壓后，則Q導(dǎo)通。輸入信號(hào)的幅度為600mv，根據(jù)丙類功率放大電路的要求，當(dāng)VBB=0.2v時(shí)，三極管Q的導(dǎo)通時(shí)間小于半個(gè)周期。L、C組成諧振回路。

圖5 丙類功率放大器

4.2 輸入與輸出信號(hào)關(guān)系

由理論可知，處于丙類工作狀態(tài)的三極管集電極電流波形為余弦脈沖，但在實(shí)驗(yàn)中難于觀察到集電極電流波形，利用ic≈ie，ue=Re×ie的關(guān)系，我們通過(guò)測(cè)量ue的波形，就可以知道集電極電流ic的波形，同時(shí)觀測(cè)輸出負(fù)載的波形應(yīng)為正弦波。輸入信號(hào)頻率取 （L、C回路諧振頻率），Q集電極獲得最大的輸出電壓，三極管Q各電極的波形如圖6所示。

a、 丙類功率放大器波形檢測(cè)圖 b、三極管基極波形

c、三極管發(fā)射極波形 d、三極管集電極波形

圖6 三極管Q各電極的波形

5.結(jié)論

本文利用Proteus 對(duì)高頻丙類功率放大器進(jìn)行了仿真分析，給出了三極管各電極的仿真分析波形，對(duì)高頻丙類功率放大器的設(shè)計(jì)及制作調(diào)試有一定的指導(dǎo)意義；Proteus 仿真分析能夠作為高頻電子電路的分析、設(shè)計(jì)的一種輔助工具。

參考文獻(xiàn)

[1]周潤(rùn)景，張麗娜，劉印群 PROTEUS入門(mén)實(shí)用教程【M】.北京：機(jī)械工業(yè)出版社 2007

篇10

關(guān)鍵詞： 巨磁阻； 隔離放大器； 線性度要求； 共模抑制比

中圖分類號(hào)： TN722?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2013）22?0108?04

0 引 言

在工業(yè)控制、高壓測(cè)量及醫(yī)療設(shè)備等應(yīng)用中，出于安全性的考慮，有必要在信號(hào)傳輸?shù)倪^(guò)程中引入電氣隔離，以達(dá)到減小各設(shè)備地線之間電氣特性的相互影響及干擾噪聲的目的。根據(jù)所需傳輸信號(hào)的類型，可將隔離器分為模擬信號(hào)隔離器和數(shù)字信號(hào)隔離器[1]。其中，數(shù)字信號(hào)隔離器具有抗干擾能力強(qiáng)、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單及功耗低等特點(diǎn)，用做二進(jìn)制信號(hào)或邏輯電平信號(hào)的隔離。模擬信號(hào)隔離器是用來(lái)隔離隨時(shí)間連續(xù)變化的模擬信號(hào)。一般地，傳感器的輸出幾乎都是微弱的模擬信號(hào)，因此，在模擬信號(hào)隔離之前要先對(duì)其進(jìn)行放大。隔離放大器是一種高共模抑制比的低噪聲放大電路，其比較適用于輸入模擬信號(hào)與數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)之間的隔離。

在隔離器設(shè)計(jì)相應(yīng)的放大電路，就構(gòu)成了隔離放大器。常見(jiàn)的隔離放大器有變壓器隔離、電容隔離和光電隔離三種類型。其中，變壓器隔離放大器有如美國(guó)ADI公司的AD202，電容隔離放大器如BURR BROWN公司的ISO122，它們都需要外加調(diào)制解調(diào)電路模塊，使其結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，而光電隔離放大器線性度較差及傳輸速率較低。

美國(guó)NVE公司在1998年最先推出單片式GMR隔離器[2]，采用的是線圈產(chǎn)生磁場(chǎng)來(lái)實(shí)現(xiàn)隔離耦合，但只應(yīng)用于數(shù)字信號(hào)隔離領(lǐng)域。國(guó)內(nèi)GMR技術(shù)發(fā)展還處于起步時(shí)期，基于GMR技術(shù)的隔離器研究尚未成熟。在此，本文設(shè)計(jì)了一種自旋閥GMR隔離放大器，適用于微弱的模擬信號(hào)隔離，具有靈敏度高、線性度好及結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。

1 巨磁阻隔離放大器基本原理

巨磁阻隔離器是基于巨磁阻（GMR）效應(yīng)的一種隔離器，所謂的巨磁阻效應(yīng)，即指磁性材料的電阻率在有外磁場(chǎng)作用時(shí)較之無(wú)外磁場(chǎng)作用時(shí)存在巨大變化的現(xiàn)象[3]。如圖1所示，輸入電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)隔離器前端V/I放大及轉(zhuǎn)換電路，輸出的電流流過(guò)線圈產(chǎn)生與電流大小成正比的磁場(chǎng)，磁場(chǎng)被GMR傳感器感應(yīng)接收，電橋?qū)⑤敵雠c磁場(chǎng)強(qiáng)度成線性的電壓信號(hào)，最后通過(guò)接收電路進(jìn)行放大與噪聲抑制，提供給后續(xù)電路處理。信號(hào)在整個(gè)隔離與傳輸?shù)倪^(guò)程中，始終保持著完整的線性。

在圖1的GMR隔離器結(jié)構(gòu)中，位于底端的惠斯通電橋采用的是自旋閥GMR傳感器，它具有較大的GMR效應(yīng)、較低的飽和場(chǎng)、較高的靈敏度及較好的線性度[4]；隔離柵為數(shù)十微米厚的聚合物或氮化硅高絕緣介電薄膜，可耐壓3 000～6 000 V；處在隔離柵上面的螺旋矩形平面線圈，其電流方向相反的兩個(gè)部分分別正對(duì)應(yīng)下方電橋的兩對(duì)角位上的巨磁電阻，線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)透過(guò)隔離柵，改變兩對(duì)角位上的電阻的電阻態(tài)，使一個(gè)對(duì)角位上的兩電阻同時(shí)為高阻態(tài)（低阻態(tài)），而另一個(gè)對(duì)角位上的兩電阻同時(shí)為低阻態(tài)（高阻態(tài)）[5]。

根據(jù)文獻(xiàn)[6]中線圈的設(shè)計(jì)尺寸，線圈效率（即穿過(guò)隔離柵在GMR電橋上產(chǎn)生的磁場(chǎng)強(qiáng)度與流過(guò)輸入線圈的電流比值[7]）為1.7 Oe/mA。當(dāng)流過(guò)線圈的電流為-10～10 mA時(shí)，電橋輸出電壓的線性誤差小于0.05%，靈敏度達(dá)到[7]1.27 mV/V·mA。

2 電路設(shè)計(jì)與分析

圖1中自旋閥GMR隔離放大器整體結(jié)構(gòu)包括輸入級(jí)、隔離級(jí)和輸出級(jí)三部分。本文主要設(shè)計(jì)的是輸入級(jí)的V/I轉(zhuǎn)換電路和輸出級(jí)后端接收電路，并對(duì)各電路進(jìn)行各種參數(shù)仿真及驗(yàn)證。

2.1 V/I轉(zhuǎn)換放大電路

由于傳感器輸出的大多是微弱的模擬電壓信號(hào)，因此在輸入隔離器線圈之前，需要對(duì)其進(jìn)行放大和V/I轉(zhuǎn)換，其轉(zhuǎn)換電路如圖2所示[8]。它是將輸入的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成滿足一定關(guān)系的電流信號(hào)，在一定的負(fù)載變化范圍內(nèi)輸出電流能夠保持穩(wěn)定（與負(fù)載無(wú)關(guān)），即具有恒流源特性[8]。

為了降低功耗和保證輸出良好的線性度，本電路將輸入幅值為0～5 V的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為0～10 mA的電流信號(hào)。設(shè)放大器A的同相端電壓為V+，反相端電壓為V-，晶體管Q1的基極電流為Ib，流過(guò)負(fù)載RL的電流為Io，根據(jù)晶體管Q1三端電流關(guān)系得到：

滿足式（3）的前提條件是A必須為理想運(yùn)算放大器，即要求其具有無(wú)窮大的開(kāi)環(huán)增益、高輸入阻抗、低輸出電阻及高共模抑制比等，本運(yùn)算放大器采用的是簡(jiǎn)單兩級(jí)放大電路，如圖3所示。

簡(jiǎn)單兩級(jí)運(yùn)算放大器輸入共模范圍和輸出擺幅大及增益高，但頻率特性差、增益帶寬小和速度慢[9]。給出一定偏置電流，在功耗的要求范圍內(nèi)按照最優(yōu)比例分配兩級(jí)之間的電流，合理設(shè)計(jì)每個(gè)管子的尺寸，得到設(shè)計(jì)要求的增益、單位增益帶寬及相位裕度等指標(biāo)參數(shù)。

2.2 接收放大電路

由于V/I轉(zhuǎn)換電路中運(yùn)算放大器因?yàn)樨?fù)反饋?zhàn)饔茫沟猛喽撕头聪喽说妮斎腚娮璨幌嗟然虿黄ヅ?，?dǎo)致電路的共模抑制能力很差。為了有效抑制前端電路輸出的共模信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)對(duì)隔離器輸出信號(hào)進(jìn)行放大，儀表放大器是最佳選擇。它是一種經(jīng)過(guò)優(yōu)化處理的精密差分電壓放大電路，常用在惡劣環(huán)境條件下的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中。其主要特點(diǎn)有：共模抑制比高、線性誤差低、輸入阻抗高、噪聲低及穩(wěn)定性好等特點(diǎn)[10]。它與一般運(yùn)算放大器不同的是，運(yùn)算放大器閉環(huán)增益是由其反相輸入端和輸出端之間連接的外部電阻決定，而儀表放大器則是由與輸入端隔離的內(nèi)部反饋電阻決定[10]，根據(jù)這個(gè)特點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)了一種放大倍數(shù)可調(diào)節(jié)的儀表放大器，如圖4所示。

由式（6）可知，只要確定R，R3和R4的值，就可以通過(guò)調(diào)節(jié)RG的阻值來(lái)改變電壓增益。但是，R3和R5與R4和R6盡可能要做到嚴(yán)格的相等和匹配，否則會(huì)影響共模抑制比，降低儀表放大器的抗干擾能力[11]。

3 電路仿真及結(jié)果分析

本電路的設(shè)計(jì)是基于CSMC 0.5 μm混合信號(hào)工藝，利用Tanner集成電路設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行電路編輯和仿真及驗(yàn)證，各項(xiàng)參數(shù)仿真結(jié)果基本達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

3.1 運(yùn)算放大器A仿真

設(shè)計(jì)產(chǎn)生10 μA電流的偏置電路，在電源電壓為5 V條件下，經(jīng)過(guò)反復(fù)的仿真與調(diào)試，得到運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)頻率響應(yīng)特性曲線如圖5所示。其開(kāi)環(huán)增益87.6 dB，單位增益帶寬50 MHz，相位裕度62°，功耗0.945 mW。

3.2 電壓電流轉(zhuǎn)換電路仿真

由式（4）可知，V/I轉(zhuǎn)換電路輸出電流與輸入電壓成正比，與電阻RW成反比。圖2中運(yùn)算放大器反相端電壓被鉗位在電阻RW的上端，又由于運(yùn)算放大器輸出擺幅為1.3～4.7 V，晶體管Q1的基極?射極電壓為0.75 V，所以運(yùn)算放大器反相端電壓不能完全跟隨輸入電壓。要實(shí)現(xiàn)把0～5 V范圍的電壓變?yōu)?～10 mA范圍的電流，實(shí)際上是將0.55～3.9 V的電壓轉(zhuǎn)變?yōu)?.4～10 mA的電流。

經(jīng)過(guò)仿真調(diào)試，確定電阻RW為355 Ω，其電壓電流轉(zhuǎn)換特性曲線如圖6所示，其中（a）～（c）分別為輸入電壓、運(yùn)放反相端電壓和流過(guò)負(fù)載的電流。

3.3 儀表放大器仿真

由式（6）看出，若R3=R4，R為一確定值，那么儀表放大器的輸出電壓就只與反饋電阻RG有關(guān)，因此，合理調(diào)節(jié)RG阻值大小，就能改變電壓放大倍數(shù)。在這里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V，電阻RG的調(diào)節(jié)范圍為200 Ω至無(wú)窮大，因此輸出電壓增益范圍為1～200倍，當(dāng)RG=3.98 kΩ時(shí)，增益為11，其輸入/輸出曲線如圖7所示。

當(dāng)RG∞時(shí)，即放大倍數(shù)為1時(shí)，其共模抑制比為73 dB；當(dāng)RG=200 Ω時(shí)，放大倍數(shù)為200，其共模抑制比為118 dB。

3.4 整體仿真

由文獻(xiàn)[7]中的圖7可知，當(dāng)流過(guò)線圈的掃描電流為-10～10 mA時(shí)，電橋上的輸出電壓隨電流變化成直線關(guān)系，但有約2 mV的失調(diào)電壓，電橋輸出電壓與流過(guò)線圈中的電流的線性比例系數(shù)大約為3.8（V/A）。根據(jù)隔離器的電壓電流的線性關(guān)系，本文利用Tanner軟件中的CCVS_H_Element Spice單元，通過(guò)設(shè)置輸入控制命令Vctrl和輸出電壓與控制電流的線性比例系數(shù)K值，便可以模擬得到滿足要求的自旋閥GMR隔離器。這里將Vctrl控制端口名設(shè)置為圖2中的Vcc（此Vcc不能與總電源電壓命名相同），比例系數(shù)K設(shè)為3.8，CCVS_H_Element的兩輸出端接到儀表放大器兩輸入端，設(shè)定儀表放大器的放大倍數(shù)為50。對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行瞬態(tài)仿真，輸入信號(hào)頻率為100 kHz，其仿真波形如圖8和圖9所示。由于圖2中電阻RW的限幅作用，波形有失真現(xiàn)象。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種自旋閥GMR隔離放大器，其具有靈敏度高、線性度好及抗干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)。在CSMC 0.5 μm混合信號(hào)工藝及5 V電源電壓條件下，對(duì)隔離器前后放大電路及整體電路進(jìn)行各種參數(shù)仿真，均基本滿足設(shè)計(jì)要求。由于本設(shè)計(jì)還處于仿真階段，因此還需要大量時(shí)間對(duì)每個(gè)電路模塊作進(jìn)一步的優(yōu)化設(shè)計(jì)。

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